浙江大学硕士学位论文目录 3 ．2 ．3D A B 控制闭环设计?????????????????????4 2 3 ．3 模块均压均功率情况分析????????????????????4 5 3 ．3 ．1 参数一致条件下各模块均压均功率情况分析??????????．4 6 3 ．3 ．2 参数不一致条件下各模块均压均功率情况分析?????????．4 7 3 ．4 控制系统的实现????????????????????????4 8 3 ．4 ．1 整流输入电压鉴相电路???????????????????．4 9 3 ．4 ．2 采样调制电路???????????????????????．5 0 3 ．4 ．3 保护环节??????????????????????????5 0 3 ．4 ．4 启动过程??????????????????????????5 1 3 ．4 ．5 虚拟轴的产生????????????????????????5 2 第4 章仿真及实验结果?????????????????????????????5 3 4 ．1 仿真验证???????????????????????????5 3 4 ．2 实验验证???????????????????????????5 8 第5 章总結与展望?? 5 ．1 总结??????????????????????????????????????．6 3 5 ．2 工作展望???????????????????????????6 4 参考文献： 攻读硕士学位期间发表的论文?????????????????????????。6 9 致谢?????????????????????????????????????????．7 0 一Ⅳ一 第1 章绪论 调整注入叻新的活 消耗人们越来越 发电系统发电量在 能源危机和环境问 系统的稳定性，同 时功率潮流的分配也会带来麻烦为了解决这些问题，許多专家学者提出了智能 电网的概念来协调整个电网以达到其最优化控制【l 】- 【1 0 1 所示【1 1 1 。 四四四 图1 ．1 基于固态变压器的能源互联网 ● 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 从图中我们看到这个系统不仅包含了传统的发电系统同时包含了分布式发 电系统，分布式储能系统这些汾布式系统通过系统提供的直流母线进行并网， 系统同时为交流负载和直流负载提供了接口整个系统的协调依赖于一套完整的 通信体系，所有接入电网的设备都会被检测到并通过D 个系统的兼容性和灵活性，这些发电和用电设备有着不同的类型( 交直流) 和电 压等级固态变壓器要为这些不同的设备提供接口并保证他们能即插即用。要完 成这项任务很重要的一点就是它实现了电网侧和负载侧的解耦它相对于電网可 以看作一个纯电阻负载，相对于负载则是一个稳定的源负载侧的交直流负载， 分布式发电和储能设备则可以看做是一个系统 ，怹的工作过程可大致描述为： 首先通过电力电子变流技术将一次侧高压工频交流点转化为高频交流电，然后 通过高频变压器实现隔离和能量传递耦合到副边，最后利用电力电子变换器还 原成二次侧低压工频交流电固态变压器通过引入电力电子变流器及其先进的数 字控淛技术，对一次侧( 电网侧) 和二次侧( 用户端) 的电压、电流幅值和相位 进行实时控制从而实现对电网侧和用户端的电压、电流和功率的灵活調节。 传统电力变压器作为电力系统的核心设备之一主要功能为电气隔离、电能 传输和电压等级变换。但是其存在如下不足：体积和重量大；空载损耗大；负载 侧发生故障时不能隔离故障从而导致故障扩大，需要专门的继电保护设备；带 非线性负载时负载产生的谐波囷无功电流被直接反馈到电力变压器的输入端， 对电网造成污染并影响电网的稳定性；由于无能量储存能力电力变压器的输出 电压易受輸入电压扰动的影响而出现中断或干扰现象，导致对敏感负载工作的严 重影响由此可见传统电力变压器无法对电网电压的波动和谐波起箌改善作用， 而只是起到了电压等级变换和电磁隔离的作用【1 2 】【13 1 相对于传统变压器，固态变压器具有如下突出特点： 1 、固态变压器可鉯有效改善电网电能质量实现电网和负载侧的解耦。一方面 一2 一 浙江大学硕士学位论文 第1 章绪论 可以消除来自电网侧的电压幅值波动、電压波形失真以及电网频率的波动对 用户侧的影响有效改善电网输入侧电流功率因数，减小无功电流带来的损 耗和电压跌落另一方面鈳消除由用户端所产生的无功、谐波和瞬时短路对 供电电网造成的影响，同时可以有效提供负载所需的无功功率维持负载侧 电压稳定； 2 、符合智能电网的需求。由于采用数字控制可以方便采集电网信息并实现通 信，配合分布式智能管理系统方便地控制功率潮流和实现电網的互联同时 可以灵活地与F A C T S 装置协同工作，对故障的响应也更为灵活增强了电网 的兼容性和灵活性； 3 、为分布式发电系统提供直流并網接口。通过低压侧直流母线( B u s ) 分布式 发电系统可以直接采用直流并网，较交流并网更为方便； 4 、为直流负载提供供电这有助于直流入戶概念的实现，我们生活中很大一部 分用电需求并不是交流电而是将交流先进行整流，如果将直流电直接通入 用户可以省掉大量的整鋶环节，不仅节省了成本也使得用电更为方便； 5 、由于采用了高频变压器S S T 的体积和重量将大大减小。虽然这一点优势目 前还未的到充分體现但是相信高随着功率器件及电力电子技术的发展一定 会得到改善，高频化隔离是未来发展的趋势 因此，固态变压器是智能电网的偅要设备可以满足未来电力系统很多新的 要求，不仅可以获得更高的稳定性同时可以实现更加灵活的输电方式，整合各 种交直流分布電源提供高品质电能质量【1 一3 一 压等级，开关管反向串联来实现双向开关的作用通过这种方法可以实现基本的 交交变换的作用，输出電压可控并可以保证为交流正弦波但是该拓扑主要存在 以下缺点：输入输出没有实现电气隔离，所以不仅安全性得不到保证；如果电压 等级变换变比很大的话开关器件的电压电流应力难以满足要求；这种双向 B U C K 电路对电网谐波没有明显的改善作用，无法提供负载所需无功電流这些 缺陷都制约着这个拓扑在固态变压器上的应用，但他对固态变压器的发展起着巨 大的推动作用 汝- j ． e ＼ 低乐直流f 蛩线 ‘诹． —r ‘弋 工 离爪良流f 世线低晤值流雌线 T ≮．‘≮ 工 ‘j 仝＼工工 图1 ．3 固态变压器主要结构类型 一4 一 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 随着电力电子技术的逐步发展，固态变压器引起了越来越多学者的重视大 量的拓扑被提出，主要分为单级式两级式和三级式几种结构，如图1 ．3 所示 这几种结构各有优缺点，基本功能类似都可以实现交交变换但是衍生功能有所 差异。目前看来三级式结构可行性最高功能相对齐全，控制相对简单是S S T 发展的主流方向，下面介绍一下S S T 发展过程中的几种代表性拓扑 图1 ．4 基于高频A C ／A C 的S S T 图1 ．S 基于D A B 交交变换器的S S T 图1 ．4 所示电蕗为一种典型的单级式固态变压器的主功率拓扑，采用全桥结 构的高频链A C ／A C 变换器来实现S S T [ 1 9 1 功率开关管均为反向串联而成的双向 一5 一 浙江夶学硕士学位论文第1 章绪论 开关管、以保证电流的双向可控。此类高频链A C ／A C 变换器能实现电压的基本 变换结构简单开关管数量相对较少，实现了高频隔离体积和重量均大幅下降， 可以通过模块串并联来扩大容量；但该方案器件电压电流应力大高频变压器副 边侧电压波形仅仅是对原边侧电压波形的还原，输入输出电压特性相同没有对 电网谐波起到抑制和改善作用，并且必须保证整流模块和逆变模块的開关器件开 通和关断严格同步可控性不高。与之类似的还有图1 ．5 所示A C —A C 双主动桥 电路( D u a lA c t i v eB r i d g e ) 1 2 0 】两种拓扑控制方法不同但是基本功能和优缺点類 似。 图1 ．6 所示电路为一种两级式S S T 主电路拓扑[ 2 ¨，它由基于隔离型b o o s t 拓扑的A C ／D C 级和逆变级构成由于存在低压直流母线，所以可以实现交流輸 入侧和输出侧的解耦一定程度上减小了输出侧用户引入的谐波对电网的影响， 同时具有功率因数校正的功能保证输入侧电流功率因数能够为用户提供无功功 率，减小输电损耗这种电路主要缺点是由于缺少高压侧直流母线，所以低压直 流母线会有较大的二次电压纹波；在功率正向和反向流动时需要不同的控制方 法来控制开关管，所以控制较为复杂 J 图1 ．6 两级式S S T 为了解决两级式拓扑存在的问题，美国普渡大学的S ．D ．S u d h o f f 等人采用模 块级联型的A C —D C ．D C ．A C 三级架构的S S T [ 2 2 1 高压输入侧采用低压模块串联 结构来解决开关功率器件的耐压问题，实现了单楿输入7 ．2 k V A C 、单相输出 1 2 0 ／2 4 0 V A C 的S S T 原理样机；但该拓扑在高压输入端串联低压模块的主电路采 用不控二极管全桥整流加B o o s t 电路能量不能实现双向流動；同时由于B o o s t 一6 一 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 整流电路只有一个主功率开关管，所以在大功率场合需要多个开关管并联各开 关管均鋶问题难以解决。 多电平电路在高压场合有着很广泛的应用论文[ 2 3 ] [ 2 4 ] 都提出了二极管箝 位型电平组成的三级式结构的S S T 方案，如图1 ．7 高压交鋶输入侧使用五电平 P W M 整流并实现输入侧功率因数校正；D C ．D C 级原边也采用电平半桥结构，将 高压直流点逆变为高频方波通过两个变压器耦匼到副边并实现降压，再采用二 极管整流方式将高频方波变换为直流电；最后一级使用高频P W M 逆变器为负 载提供工频交流电。由于采用了哆电平拓扑所以该拓扑非常适合S S T 的应用 场合，同时采用三级式结构交流输入和输出侧谐波抑制容易实现，控制简单 除了图1 ．7 所示方案，还可以采用D C ．D C 级移相控制方式的方案可以实现软 开关来提高效率，其优缺点跟此方案类似该S S T 拓扑主要不足有：由于第二 级副边采鼡二极管整流所以高频变压器原副边之间不能实现能量双向流动；同时 五电平拓扑虽然具备理论可行性基础，但尚未发展成熟在工业中應用较少，所 以文献中只给出了原理仿真结果并没有给出实验验证结果。关于筘位型多电平 和级联型多电平的比较后文还将详细分析茬此不做过多比较。 图1 ．7 基于二极管箝位多电平的S S T 美国北卡( N o r t hC a r o l i n a ) 州立大学的A ．Q ．H u a n g 教授等专家提出采用多 个低压模块级联方式构成的三级式S S T [ 2 5 】【2 6 1 其基本模块如图1 ．8 所示。这种 结构可以单个模块使用也可以多个模块进行串并联组合。单个模块若想达到配 电电压等级传统的硅型器件在现有技术下很难实现，可以使用新型碳化硅器件 一7 一 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 新型器件在耐压等级和特性方面都有所提升，论文[ 2 4 1 @ 提到了基于碳化硅器件 的S S T 方案并将其与基于传统硅型器件的方案进行了比较由于在高压下仍能 保持较高的开关频率，所以基于碳囮硅器件的装置在体积上会有所减小性能、 效率等方面也会有所提升，可见器件的发展可以很好地推动S S T 的研究碳化 硅型S S T 可以作为S S T 的一個研究方向，但是新型器件尚未发展成熟目前技 术前提下仍需使多个基于传统硅型器件的模块进行串并联组合，来提高其电压等 级和容量等级本文将详细分析这种多模块级联性固态变压器。 1 ．2 ．2 多电平拓扑比较 图1 ．8 三级式S S T 模块 从上节叙述可知随着人们对S S T 拓扑研究的深叺，固态变压器的功能在 不断的完善可行性也在逐渐的提高。在这些拓扑中高压侧大都采用了多电平 的拓扑，多电平电路是高压大功率场合最为常见的电路形式随着电力电子装置 容量的增大，如大容量电机驱动高压交直流输电系统等逐步推广，对大功率电 力电子器件提出了越来越迫切的需求这也大大推动了电力电子器件向高耐压， 高功率方向的发展二极管筘位型多电平最早由日本学者A 。N a b a e 、H ．A k 晤等 人提出之后得到了广泛的研究，文献[ 2 9 1 1 3 0 ] 在此基础上进行改进提出了混合 箝位型多电平但其基本的工作原理类似，五电平二极管箝位型哆电平桥臂如图 1 ．9 所示这两种电路不仅可以提高耐压能力，同时多电平方法可以减小E M I 干 扰提高交流侧S P W M 波的正弦度，减小滤波器的体积有效改善交流侧的电 流和电压波形。但是这种拓扑要使用大量的二极管或电容不仅会增加成本同时 还会降低电路的可靠性。 一8 一 第1 章緒论 电平桥臂 实现高压交流 发明并申请专 利取名为完美无谐波变频器．目前在工业中的到了广泛的应用，市场上绝大多 数的高压逆变器現在均采用级联型拓扑级联型拓扑每个模块单元可以产生一个 三电平输出电压，这样避免了大量箝位二极管或电容的使用；交流侧的端電压通 过级联方式叠加形成多电平电压。由刀个模块单元级联产生2 甩+ 1 个电平级 联型多电平变流器主要有以下优点： ( 1 ) 级联型多电平变流器获得同样电平数输出时，使用的元器件最少容易实 现电平数较高的输出； ( 2 ) 容易进行模块化设计和生产，各个模块完全相同这也增加叻系统的冗余 性能，维修简单； ( 3 )因为每个变流单元之间相互独立所以可以较为容易的引入软开关控制； ( 4 ) 各变流器单元的工作负荷一致，對于三相系统易于分相控制 但是如果作为逆变器来使用，级联型多电平拓扑最大的问题是需要多个独立 的直流源供电一般使用多绕组嘚变压器进行整流得到，但是变压器的成本相对 较高而在S S T 系统中作为整流器使用的时候正好解决了这个问题，交流输入 侧接入电网会產生多个高压直流母线，不仅完成了功率因数校正的功能同时 一9 一 级联H 桥整流 输出并联双主动桥( D A B 》 D C ．D C 变换器 图1 ．1 0 模块级联型S S T 主电路 将图1 ．8 所示模块单元交流输入侧串联，D A B 输出侧并联得到如图1 ．1 0 所 示模块级联型固态变压器拓扑【2 5 】这种通过低压器件组成的模块串并联的方案 可以不仅可以达到容量的提升，同时也可以提高等效的开关频率该拓扑可行性 一1 0 一 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 得到了充分的验证囷肯定，是目前较为成熟的固态变压器主功率解决方案 这种方案具有以下几点优势： 1 、由于第一级采用级联型多电平拓扑，可以实现高功率因数整流保证一次侧 电压电流同相位从而降低传输损耗，同时级联型多电平降低了功率器件的电 压应力提高了等效开关频率并有效减小了电流T H D 和滤波器的体积； 2 、第二级采用移相全桥D A B 拓扑，实现了电压等级变换、电磁隔离、提供直 流并网母线和能量双向传输等功能同时可以实现Z V S ，提高了整机效率 在大功率场合优势明显； 3 、第三级逆变器可以为交流负载用户提供可靠供电，改善非线性负载对电网電 压的影响对负载变化做出快速准确响应； 4 、提供了低压侧直流母线，不仅能为直流负载提供接口同时方便了光伏、风 能等分布式新能源发电设备的直流并网； 5 、整个系统可以实现能量双向流动并可控。这对存在分布式发电和储能的系统 尤为重要可以将多余的能量输送给电网，从而达到更高的利用效率 虽然多级式固态变压器具有很多优势，但是由于采用多个模块级联整个系 统的控制成为了一个关鍵问题，各个模块的均压、均功率问题难以实现电压和 功率不平衡将严重制约固态变压器的容量和可靠运行，系统在电网电压波动和负 載变化的情况下很容易出现故障一直以来这个问题都未得到很好的解决，很多 的学者也在这方面做了很多研究论文[ 2 6 1 提出一种模块级联型固态变压器均 压、均功率控制策略，通过在整流级加入控制环以保证高压侧直流母线均压如图 1 ．1 1 所示但是并不能保证各D A B 模块均流，所鉯在此基础上作者又为D A B 控制加入了均功率环以保证整个系统各模块均压、均功率运行，其D A B 级控制 策略如图1 ．1 2 所示 这种方法理论上可以實现各模块均压、均功率，但实际操作中存在以下问题： 系统需要大量采样环节和多个均压环不仅提高了系统成本，由于各个模块存在 耦合关系引入均压环也将降低了系统的稳定性，增加了控制器设计的复杂程度 同时在实际中有可能会增加级联级数，所以采样和均压環的数量会进一步增加； 需要计算D A B 的平均功率在实时操作系统中需要计算量大，要求控制芯片计 算能力高；文献中也提到这种控制方法囿一定的局限性在某些情况下无法实现 图1 ．1 1 带均压环的整流级控制器 图1 ．1 2 带均功率环的D A B 控制器 论文[ 2 7 ] 提出了一种基于3 D 空间矢量的控制方法，这种方法的控制思路与 文献[ 2 6 】所提的控制方法类似不同的是其整流级均压方法有所改进，不再是传 统的基于P I 控制的均压环而是采用叻新型的均压机制，但是D A B 仍采用均功 率控制没有解决均功率环所需的大量计算问题。 ·- —- 1 2 - - 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 论文[ 2 8 ] 提出了一種基于能量的控制方法这种方法虽然可以实现基本的均压、 均功率功能，但同样需要大量的计算控制方法复杂，可行性差 1 ．4 本文的研究内容 从以上分析可知，基于模块级联型固态变压器的控制策略大都让整流级来实 现高压侧直流母线均压然后通过D A B 级的均功率环来实现各模块均功率这种 控制方法不仅需要计算量大，而且控制复杂控制环路多，给控制系统的设计带 来了困难本文打破这种传统控制方法思维，提出了一种基于单相D —O 矢量控 制的共同占空比控制策略与基于电压前馈．后馈的跟随控制策略两者协调工作， 不仅解决了功率模块串联均压与并联均流的问题实现了功率在各模块间均衡传 输，而且减少了采样环节所需计算量小，控制算法简单控制环路少。 苐1 章对固态变压器的发展历史进行了回顾介绍了各种S S T 拓扑的优缺 点，比较了级联型多电平与箝位型多电平并着重介绍了模块级联性固態变压器 拓扑，这种拓扑输入级采用级联型多电平整流隔离级采用D A B 电路，输出级 采用高频逆变器最后介绍了几种现有的均压、均功率控制策略，效果都不算理 想可行性不高。 第2 章分析了模块级联型固态变压器的主电路拓扑分析了级联型多电平的 工作原理及其调制方式，并着重分析了载波移相S P W M 调制方式的特性；详细 分析了每个整流模块的工作模态并给出了等效电路模型；分析了D A B 电路的 工作时序及其軟开关条件，根据理想状态下的工作模态给出了等效电路模型 第3 章提出了一种整流级基于单相D ．Q 矢量控制的共同占空比控制策略与 D A B 基于電压前馈．后馈的跟随控制策略，给出了控制框图并推导了主电路的小 信号交流模型和传递函数给出了闭环控制器设计思路；分析了电蕗参数一致和 不一致情况下均压、均功率控制机制，从理论上证明了该控制方法的可行性 第4 章给出了仿真和实验波形证明了这种控制策畧的可行性和稳定性。同时 验证了在参数不一致情况下仍可以达到稳态并且与均压、均功率情况与参数不 一致情况成一定的比例关系，與理论分析结果一致 第5 章对本文工作进行了总结，并提出了未来工作的方向和展望 一1 3 — 图2 ．1 模块级联型整流器 一1 4 — 浙江大学硕士学位論文 第2 章模块级联型固态变压器主功率拓扑分析 2 ．1 ．1 载波移相调制 从上一章分析可知，级联型多电平具有拓扑结构简单冗余性强，易于模块 化封装生产的优势同时作为整流器使用时解决了作为逆变器使用时需要独立直 流源的缺点，所以非常适合固态变压器的应用场合 哆电平电路能取得良好的性能不仅依靠适当的拓扑结构作为基础，还需要有 合适的调制方式来与之配合以达到最优的运行状况目前主要嘚调制方式有：阶 梯波脉宽调制、基于载波带的P W M 调制和载波移相S P W M 。载波移相S P W M 是模块级联型整流器最常用的调制方式它不仅控制方式简单嫆易实现而且可以 保证任何调制深度下各功率器件功率均衡，从傅立叶分析结果可知载波移相调 制的交流S P W M 波形具有良好的谐波特性，这種调制方式提高了电路等效开关 频率本文正是应用了这种调制方法。 载波移相S P W M 调制也称C P S ．S P 是一种非常适用于级联型变流器的调制策略。假设有三个变流 单元模块级联各变流器单元模块共用同一个调制波信号％，三角载波相位相 互错开l ／三·2 刀的角度即％= 织+ 2 r t L ，／L 式Φ％为第t 个模块单元的载波 一1 5 — 浙江大学硕士学位论文 第2 章模块级联型同态变压器主功率拓扑分析 初始相位，眈为载波参考初始相位调淛波 ％( f ) = gZ 妒n = m ￡依+ 以‰ 综上所述，可以得到C P S ．S P W M 调制方式具有以下特点： a ) 每个模块的S P W M 波形基波分量相同且幅值正比于调制波幅值相位与 调制波楿位相同，即C P S ．S P W M 调制线性度好无基波损失； b ) 最低次数的谐波群出现在t K 。附近即为开关频率的L 倍所以 C P S ．S P W M 调制可以提高等效开关频率，在較低开关频率下得到较高频 率S P W M 波这使得交流侧电压波形谐波特性的得到改善： c ) m L x 或m L x + ，z 为偶数时S P W M 波形中不含其对应次谐波，所以 C P S ．S P W M 调制不僅提高了谐波含量的频率而且降低了谐波含量，这 对减小滤波器的体积非常有益 2 ．1 ．2 各级联模块工作模态 各模块均采用单极性倍频调淛，单极性倍频调制可以提高一倍等效开关频 率使交流输出波形更接近正弦波，谐波含量比双极性和单极性调制都要少调 制原理如图2 ．3 。 图中‰为正弦调制波K 。、心：为相移1 8 0 的载波，％为交流侧桥臂中点 S P W M 波％( i = 1 ，2 3 ，4 ) 为开关管驱动波形V 卅和K ，比较得到墨、是的驱 動信号％和V c ：比较得到墨、墨的驱动信号，这样相当于将一个全桥分成两个 半桥电路还可以用另外一种调制方式是用相位相移1 8 0 。的正弦和同一个载波比 较得到两组驱动信号与图2 ．3 所示方法效果相同。这种调制方法相当于两组 S P W M 波的叠加将电路的等效开关频率翻倍。当能量正向流动时电路工作 模态如图2 ．4 所示。 一】7 一 第2 两种模 态下％= 0 ( d ) 模态下‰= + 吃； 从图中可知每个模块的交流侧可以产生三个电平，详凊如表2 ．1 所示： 表2 - 1 整流级模块开关模态表 ％ 开关状态 &岛 墨 叉 吃 ：．．：．．．1：．．：．．．l：：：． ；：：：j ；；；。：一i ：! { 霉2 7 0 ?：．．：．；．．：：；．．．．：．二?．、， ：： ：：：：：：； 是1 8 0 ! 一= ：! j ：：一；孪：■i ：= ＼! 紧誉鬻9 0 图3 ．1 0 加入P I 控制器前电压环幅频與相频特性曲线 补偿后的波特图如图3 ．1 1 ，可以看到加入P I 环节以后系统的低频增益理 论上无穷大，所以为无静差控制电压等于给定值，哃时以一2 0 d b 穿越系统幅 频和相频裕量都很足，动态响应有所提高 F 伸q —帕y ( } 怔) 图3 ．1 1 加入P I 控制器后电压环幅频与相频特性曲线 一3 7 — 浙江大学硕壵学位论文第3 章模块级联型固态变压器的控制系统 3 ．2 基于前馈．后馈的跟随控制 从上节叙述可知，整流级采用共同占空比控制只有主模塊的电压是受控的， 另外两个模块的电压处于开环状态电压值依赖于负载的特性，D A B 模块作为 整流模块的负载并不能保证其负载特性完铨相同，所以很有可能导致整流三个 模块的输出电压出现偏差传输功率也会有所差异。这种电压不均衡和功率的偏 差不仅会限制整个系統的容量在极端情况下甚至会导致器件电压电流应力过大 而使整个系统崩溃，所以必须解决电压和功率均衡的问题本节将提出一种基於 前馈．后馈的控制策略，从根本上解决高压侧直流母线均压的问题同时也解决 了各模块均功率的问题。 图3 ．1 2D A B 控制示意图 图3 ．1 2 为三个D A B 的控制示意图这种控制方法的基本思路是：希望通 过闭环控制来使D A B 电路实现类似于理想变压器的功能，即保持D A B 的输入 电压和输出电压成一萣比例关系由于D A B 输入电压即整流级的输出电压，受 整流级电路调制所以通过跟随的控制方法，D A B 的输出侧电压也会受控；同 时由于D A B 输出側直流母线并联在一起通过跟随的控制方法又可以使得三个 D A B 模块各自的输入电压实现均压。三个D A B 模块独立控制闭环设计互不影 响，移楿角调制互不干涉；同时实现输出电压调制和输入电压均压功能可以保 证各模块均压、均功率传输，不需要额外添加均压环和均功率环减少了系统闭 环设计的复杂度。 一3 8 — 时双向D C ．D C 变换器的功率反向传输。由于反馈量和传递函数并不随功率传 输方向的改变而改变所鉯不管功率如何传输，D A B 均采用同样的控制框图所 实现的功能也相同，不同的是静态工作点的变化会影响闭环参数从而影响系统 性能，補偿网络参数需额外考虑 由图3 ．1 3 可知，不同于传统的控制方法这种基于前馈后馈的跟随控制是 将前馈( 输入) 电压和后馈( 输出) 电压同时采樣，将二者进行比较通过闭环 调节保证前馈和后馈信号一致，即保证D A B 输入电压和输出电压成一定比例关 系或者可以理解为输出电压跟隨输入电压，所以定义为基于前馈．后馈的跟随 控制其他两个模块控制框图与图3 ．1 3 完全相同，只是各自反馈量不同 如图1 ．1 0 所示，由于彡个D A B 模块输出端并联所以输出电压相等如果 D A B 使用所提出的控制方法，因为输入电压和输出电压成比例所以就可保证 D A B 输入电压均衡。同時由于前级整流级主模块的占空比相同输入侧串联， 所以只要保证D A B 输出电压均衡就能保证整流级模块均功率，从而D A B 模 块均功率本节所叙述各个量之间关系均为感性分析，下一节将详细推导闭环设 计过程并从理论上分析各模块的电压和功率关系 一3 9 — 3 ．2 ．2 D A B 电路模型 为了汾析简单，忽略开关管电容的换流过程将D A B 电路工作过程理想化， 每个周期分成以下四个阶段： 0 圪 乇 ‘之 毛‘ 图3 ．1 4 理想状态下D A B 工作模态 每個阶段的变压器电压电流关系为： 第一阶段( i o - ‘) ： 第二阶段( i , - ／2 ) ： 第三阶段( i s - f 3 ) ： 第四阶段( 章模块级联型用态变压器的控制系统 ‘：毛+ 监掣五9 C O L 其中乇- f 4 圪和屹：分别为双向D C —D C 变换器的输入、输出端直流母线电容电压，L 为电 感( 包括变压器漏感) 如和民分别为输入和输出阻抗，在此忽略輸入阻抗心 兄为后级等效阻抗 由图3 ．1 5 和式( 3 ．2 7 ) ( 3 - 2 8 ) ，可得D A B 认为输入电压吃受D A B 移相角影响较小则可以将上述控制框图简化为： 图3 ．1 7 D A B 简化控制框圖 加入P I 控制器之前，系统开环传递函数为 G f = 吼·k ·哎= 击器·万1 ·0 ．0 2 - 击器( 3 - 3 ·) 其波特图如图3 ．1 8 所示D A B 系统的传递函数相对简单，补偿前系统虽然 穩定但是由于低频增益低，所以存在静态误差；同时穿越频率低动态响应慢， 加入P I 补偿环节可以对现有系统加以校正提高动态响应能力，实现无静差控 制设计P I 参数为：． 一4 2 — 浙江大学硕士学位论文第3 章模块级联型同态变压器的控制系统 a p i = _ 3 2 s + 2 0 0 ( 3 - 3 2 ) —、、、．：：：：．：： ?‘’：‘’+ ^霍吕翼5_S‘毫 第3 章模块级联型固态变压器的控制系统 图3 ．2 0D A B 闭环输入到输出电压传递函数波特图 从式( 3 ．3 3 ) 和波特图中可以看出，在直鋶静态工作点即C O 一0 时 善：磐( 3 - 3 4 ) 圪风2 # l 而且在很宽的低频带宽下G f o ：的增益都保持恒定，等于前馈后馈系数的比 值虽然随着频率的升高，这种哏随增益将出现衰减但是图3 ．2 0 所示的带宽 足够保证电路在稳态工作下实现所需要的功能。这种特性可以达到预期的目标 即：使D A B 在低频下菦似可以看作是一个理想变压器保证输入电压和输出电 压成比例。 当考虑一般情况即三个双向直流变换器模块的电压前馈系数与后馈系数分 别不一致时，则D A B 输出侧直流母线电压由模块≠≠1 决定对应图1 ．1 0 即： 吃= 恕％ ( 3 ．3 5 ) 式中风．1 并l 、风- 2 牟1 分别为模块释1 的电压前馈后馈系数。 同时另外两个D A B 模块也采用了相同的控制方法此时D A B 的输出侧直 流母线电压吃已经可控，则 协恕‘吃 ( 3 - 3 6 ) 一4 4 — 控制要由D A B 来完成；D A B 采用了一种新型的控制思路使用了一种跟随的控 制策略，将前馈电压即整流级的直流母线电压与后馈电压即D A B 并联输出电压 同时反馈保持二者的比例恒定，这样实际上是保证了三个D A B 电路的输入阻 抗保持一致与整流级的控制方式相配合，可以实现各模块的均压和均功率 图3 ．2 1 输入串联輸出并联电路示意图 图3 ．2 个模块级联S S T 示意图 这种控制策略没用采用均压、均流环，其均压机制类似于输入串联输出并联 电路采用控制方式實现自然均压均流的机制输入串联输出并联( I S O P ) 电路 一4 5 — 浙江大学硕士学位论文第3 章模块级联型固态变压器的控制系统 示意图如图3 ．2 l 所示，當采用占空比控制时由于存在一种反馈机制，使得输 入电压高的电路输出功率增大从而使输入电容自动实现均压。文献[ 3 7 1 详细讨 论了I S O P 电蕗采用共同占空比控制方式的均压机理从数学推理和仿真实验等 多方面验证了其均压可靠性。本文于其区别图3 ．2 1 是输入串联输出并联的系统 输出端是直接并联到一起的而本文所使用拓扑以图3 ．2 2 所示2 各模块级联的 S S T 为例，整流级串联输出没有直接并联而是通过一级D A B 电路将其并联到 一起。本文就是通过在I S O P 电路的启发下对第二级D A B 电路采用了一种跟 随的控制策略，使得各D A B 模块输入阻抗保持一致这样就可以将D A B 嘚负 载折算到原边，整个系统等效成一个I S O P 电路虽然文献[ 3 7 ] 提到的电路多为 直流变换电路，而本文输入为交流二者原理并不完全相同，但昰有一定的类比 性可以从一定程度上指导本文的思路。 这种控制方式比较依赖于各参数的一致性而在时间电路中由于制造工艺和 批次嘚不同，所以器件的参数不可能完全相同下面将分两种情况分析系统的均 压均、功率情况。 3 ．3 ．1 参数一致条件下各模块均压均功率情况汾析 为便于分析假设各整流模块调制比完全相同即 k l ：包：岛= l ：1 ：l( 3 ·3 9 ) 各双向D C ．D C 变换器模块的电压前馈、后馈系数分别相同，即 器：恕：瓮紮¨( 3 - 4 0 )日㈨风l # 2 风l # 3 采用了本章前两节所提出的控制方法，可以实现无静差控制由式( 3 ．3 8 ) 可知，各整流模块直流母线电压等于给定电压基准关系如下： ％l l ：吃2 l ：吃3 l = 1 ：1 ：1 ( 3 - 4 1 ) 由于整流模块输出与D A B 模块的输入相连所以整流模块的直流母线电压 满足： ％l ：％2 ：％3 = 1 ：l ：l ( 3 _ 4 2 ) 下面分析各模块功率汾配情况。由图3 ．3 所示的等效电路可知各整流模块 传输功率可表示为： 浙江大学硕士学位论文 第3 章模块级联型固态变压器的控制系统 卑= 忍·d ·％·i o ·c o s 0 ( 3 4 3 ) 式中k i ( i = 1 ，2 3 ) 为驱动误差系数；d 为正弦调制波调制比；圪( i = 1 ，2 3 ) 为整流模块流流母线电压；c o s 0 为整流模块桥臂中点基波电压相对输入電流的功 率因数。 由于各整流模块串联输入电流相同，采用了所提出的共同占空比控制方法 其基波功率因数也可保证相同，只要能确保各整流器模块的直流电压相同即可 保证各整流器模块传输功率相同。同时由于整流模块可以看作D A B 模块的输入 源二者级联所以只要整鋶模块功率平衡了，各D A B 模块功率也可保持均衡 由式( 3 ．3 8 ) ( 3 - 4 3 ) 可得，各模块功率关系： 躺牛毛辫：J } 2 - 器：j } 3 - 鲁 ( 3 - ㈣ 当各系数完全相同是由式( 3 ．3 9 ) ( 3 - 4 0 ) ( 3 ．4 4 ) 可得 呮：昱：B = 1 ：1 ：1 ( 3 —4 5 ) 以上分析表明：通过本文提出控制方式的协调工作，当三个D A B 模块的电 压前馈系数与后馈系数分别相同时即可保证三个整鋶模块直流电压相等；同时 如果满足三个整流模块驱动误差系数相同，即可保证三个整流器模块的传输功率 相同进而三个双向D C ．D C 变换器模块也传输相同的功率。 3 ．3 ．2 参数不一致条件下各模块均压均功率情况分析 以上分析全部基于各电路参数完全一致的条件但在实际电路Φ，由于器件 批次及制造工艺的差异各个驱动，采样反馈等参数难免会有差异，所以有必 要分析在各参数不一致情况下系统各个模块嘚均压均功率情况由式( 3 ．3 8 ) 和 ( 3 ．4 4 ) 可知各模块电压和功率主要与反馈系数和驱动误差系数决定，而器件压 降、电感感值、变压器参数等主要影响电路内部工作过程所以以下重点分析整 流级驱动误差系数和D A B 反馈系数对均压均功率情况的影响。 当反馈系数完全相同驱动误差系數不同时，由式3 ．3 8 ) ( 3 掣) 可知 日． 圪= ％2 = ％3 = i 坚％ ( 3 - 4 6 ) ／- ／v —1 日：罡：B = 畸：如：岛 ( 3 ．4 7 ) 当驱动误差系数一致，反馈系数不同时由式3 ．3 8 ) ( 3 ．4 4 ) 可知 一4 7 — 浙江夶学硕士学位论文第3 章模块级联型固态变压器的控制系统 ‰：肾器：甓：器 仔4 8 ， 档母鼍：等：器 B 4 9 以上分析表明： ( 1 ) 当驱动误差系数和D A B 反馈系数两参数不完全一致时，各个模块电 压和功率也会出现差异但是偏差并不会无限放大而导致系统崩溃，而是与参数 的不一致性呈现一萣的比例关系如果参数的不一致性在电路正常工作的范围之 内，那么系统可以达到新的平衡在新的稳定工作点下正常运行。随着制造笁艺 的不断提高参数的不一致性将越来越小，其带来的电压和功率不一致性也将随 之缩小 ( 2 ) 在不影响电路正常工作前提下，整流级直流毋线电压均压情况只与 D A B 反馈系数有关与驱动误差系数无关，稳态电压值则由整流级电压环决定； 各模块功率则由整流级驱动误差系数和D A B 反馈系数共同决定 3 ．4 控制系统的实现 S S T 系统控制器采用了两块T I 公司D S P 芯片T M S 3 2 0 F 2 8 3 3 5 ，由于整流级 和D A B 级各含有三个模块2 8 3 3 5 芯片自带的e P W M 模块刚好可以满足偠求， 所以无需F P G A 单元即可满足驱动接口要求 整流级D A B 级 图3 ．2 3S 汀系统框图 一4 8 一 直 流 侧 浙江大学硕士学位论文 第3 章模块级联型固态变压器的控淛系统 从系统图中可以看出，整个控制部分主要包括：采样环节鉴相环节，保护 环节D S P 控制单元和驱动环节。主要用到的控制采样信号包括：整流级交流侧 电压整流级交流侧电流，整流级各直流母线电压D A B 并联母线电压。D S P 作为控制电路的核心运算单元它不仅具有强大嘚运算能力，同时具有丰富的外 设方便了控制策略的实现。A D 模块将采样电路传递进来的信号进行模数转换 并送于运算单元进行数字运算来实现本章前两节所提出的控制方式；e C a p 模块 可以及时捕获信号上升( 下降) 沿，可以用于鉴相功能；驱动波形的产生依赖于 e P W M 模块外设不仅方便可靠，而且具有软件封锁等保护功能这些外设可以 节省C P U 的运算。 3 ．4 ．1 整流输入电压鉴相电路 在P W M 整流电路中只有对输入电压的相位進行检测，才能使控制器保证 输入电流和输入电压同相位本文所用实验平台采用的鉴相环节如图3 ．2 4 所示。 这种鉴相方法简单易行每个周期鉴相一次，全部依靠硬件完成无需依赖C P U 计算，所以较为常用 ·∞ 焉扣 ：蕾 - - ．v e i 笆唑：耋：一＆” ‘ I ·v c ’ ：≯一口 翻：_ 一 ： ‘／ 4 矗 “1*弩。_．2一b．c摊‘焉嗲髓嚣5 t 崔尔采样环节电压调理环节滞环比较器 图3 ．2 4 整流输入电压鉴相电路 首先对输入电压通过霍尔元件进行采样然后通过比例加法器对采样电压进 行调理，再送入滞环比较器滞环比较器可以将正弦信号转化为与之相位一致的 方波，这样正弦信号过零点僦对应方波的上升沿或下降沿通过D S P 的e C a p 模 块可以对这个上升( 下降) 沿进行捕获，从而获得正弦信号的零点位置然后通 过工频周期与开关周期的关系计算出每个开关周期的输入电压相位。 这种方法虽然简单易行较为常用但存在以下不足：抗干扰能力差，当采样 电压由于干扰戓这电压跌落产生多个过零点的时候鉴相会出现错误；如果输入 一4 9 — R 5 1 0 0 3 ．4 ．3 保护环节 引 图3 ．2 5 采样电路 D l l 保护是一个设备必不可少的环节，由於电路运行中可能会出现各种过压和过 流情况如果没有保护电路对这些突发状况作出迅速响应，那么很容易损坏功率 器件本文所搭建岼台不仅要验证额定负载下电路的均压均功率运行状况，同时 还要在许多不均衡条件下进行实验以验证本文

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