1.1 绿色变换器如今，在能源成本不断攀升，以及对全球变暖的担忧日益加剧的背景下，电源工作效率达到最佳水平已成为众望所归。而且，相关法规正变得越来越成熟，并开始要求电子设备在所有负载条件下提高效率。根据美国劳伦斯伯克力国家实验室（LBNL）的研究，住宅内所有电力能耗的5%～10%都是电器在待机模式下产生的，因为大部分电气及电子设备在其使用寿命中的大多数时间内都处于待机模式。鉴于此背景下功率要求的重要性，加州能源委员会（CEC）、“能源之星”和联邦能源管理计划（FEMP）出台的法规，以及欧洲、日本和中国的同类机构所制定的计划，都对外部电源在待机和带载模式下的功耗设定了最高功耗水平。虽然许多此类标准都是非强制性标准，但其中的某些标准，如CEC提出的强制性要求和“能源之星”的倡议，都已被各制造商广泛接受。现在，政府和行业组织已经开始着手制定一套针对更广泛的电气电子产品的新功率标准。为了符合能效标准，大部分电源都采用某种形式的开关技术设计而成。尽管开关电源SMPS的拓扑结构有很多种，但它们都可以归为三种基本类型：降压型、升压型和降升压型（或逆变器）。在降升压变换器的标准扩展中，变压器取代电感在初级和次级之间提供电气隔离，从而构成隔离反激式变换器。每个这样的变换器都有一个开关MOSFET，其栅极驱动用于调节电源输出。可以利用不同的技术来实现对MOSFET的驱动。传统的PWM（脉宽调制）技术在高负载条件下具有很高的效率，但在低输出负载条件下损耗较大。变频模式能在低负载条件下提供较高的效率，但它存在EMI问题并产生听得见的噪声。1.1.1 绿色变换器的分类及效率1.绿色变换器的分类目前，电源IC已发展成为半导体器件中的一个大类，新型电源IC在这方面有很大的改进。电源IC分类如图1-1所示。图1-1 电源IC分类（1）线性稳压器（LDO）首先，线性稳压器最大的损耗是压差大，而新型线性稳压器一直在为减小压差而努力。两年前低压差的水平是几百mA输出的LDO电源IC，可以做到100mA输出时，压差为100mV左右的水平（压差的大小与输出电流几乎成正比关系），1999 年可做到60～80mV/100mA，但到2000年已能做到每100mA输出压差为40～50mV（典型值）的水平。例如，MAX1735负压LDO线性稳压器在200mA输出时，其压差典型值仅为80mV。在大电流输出的情况下，压差与输出电流的比值可做得更小，而且压差与输出电流关系不大。例如，在1～7.5A输出电流时，其典型的压差为200～700mV。例如，德州仪器公司的TPS75133Q在1.5A输出时，典型压差为160mV；TPS75233Q在2A输出时，典型压差为210mV（2000年3月的产品）。其次是减小静态电流及工作电流（它们都是流入地而不流经负载的电流），它们也是一种损耗。目前有超低静态电流的器件，其典型值为1μA至几μA，有些输出电流小的可做到1μA以下，而较小的低功耗电源IC的工作电流为几十 μA，超低功耗的为几 μA。例如，MAX1725（输出20mA）的工作电流典型值仅为2μA。（2）电感式开关变换器电感式开关变换器是高效率器件，采用同步整流技术，效率可提高3%～5%，其效率可达88%～97%。例如，LTC3402微功耗同步整流升压式变换器，其效率高达97%。过去认为电感式开关变换器的工作电流比线性稳压器大，但现在已做到同一水平了。例如，MAX1605升压反转器，其工作电流仅18μA。（3）电荷泵电荷泵电路主要用于电压反转器，即输入为正电压、输出为负电压，它可以简化电气电子产品的电源设计。由于工作频率采用2～3MHz，因此电容容量较小，可采用多层陶瓷电容（损耗小、ESR低），不仅可提高效率及降低噪声，并且减小了电源的空间。近年来，利用电荷泵的倍压功能、由稳压电路组成正输出的稳压电源，其效率高于LDO线性稳压器。例如，MAX1730降压式电荷泵加稳压的器件，可输出1.8V（或1.9V）的电压及50mA的电流，其峰值效率可大于85%。LTC1503电荷泵加线性稳压器输出为2V、100mA，其典型效率比LDO高25%。上述三种电源IC都有关闭电源控制功能（或选通电源功能），在关闭状态时一般耗电在1μA左右，而个别的可做到10nA的水平。关闭电源控制不仅仅使电源IC的耗电降到最小，而且更主要的是将它所供电的电路都关闭了，可大大地节省电能。电源IC是一个功率器件，工作时会产生较大的热量及较高的温度，所以以前它一直是一个较易损坏的器件。近年来，电源IC中加进了不少的保护电路，这使其工作得更为安全、可靠。这些保护措施有：输出电流限制（内部电流限制或外部由用户来设定）；过流保护及短路保护；过热关闭；输入过压保护及欠压锁存（包括EMI抑制）；电感式开关变换器中还有软启动（防止上电时有过大的冲击电流）；防止电池极性接反保护等。电源IC的封装主要取决于其输出功率，在大电流输出时一般采用TO-220或TO-263这一类的封装，而在从几十或几百毫安输出至2A输出的电源IC一般都采用小尺寸SOIC、MSOP、μMAX、SOT-23等小尺寸封装。近年来，电源IC也有采用尺寸更小的SC-70封装的，甚至采用微SMD最小尺寸封装。例如，美国国家半导体公司（NS）在1999年开发出型号为LP2980的LDO电源IC（输出电流为50mA），采用微SMD封装（一种倒装式BGA封装）。LP2980的外尺寸是1.107mm（长）×0.93mm（宽）×0.85mm（高），实际上这是管芯的尺寸。它是目前业界最小尺寸的电源IC。无论线性稳压器还是电感式开关变换器、电荷泵电路，其输出电压中都有一定的噪声（一种杂乱无章的高频成分），在电感式开关变换器中也称为纹波电压。有些模拟电路要求低噪声，所以近年来开发出一类低噪声电源IC。线性LDO的输出噪声最低，一般可以做到数十μVrms，最好的可以做到30～20μVrms。电感式开关变换器及电荷泵的输出噪声则大得多，一般低噪声产品是几十mVP-P，如60～30mVP-P；而普通不是低噪声产品的则可达上百mVP-P。近年来，输出电压一直在降低，如2.5V、1.8V，个别的为1.5V，则噪声与输出电压的比值显得高了，所以在降低噪声上还需要作进一步的改进。电感式开关变换器及电泵荷电路中的噪声与外接的电容容量及其串联等效电阻（ESR）有关，新型多层陶瓷电容的出现对降低噪声有较好的效果。例如，TC3684电荷泵电路在输出电流IOUT=1mA、COUT=3.3μF（ESR=0.1Ω）时，其纹波电压VRIPPLE=7mVP-P。由于线性LDO的低噪声产品比电感式开关变换器的低噪声产品的噪声要小1000倍左右，所以在某些模拟电路中，虽然线性LDO的效率低，但依然被选用。除了上述一些主要的发展外，电源IC在设计上还考虑了用户使用上的方便，如下所述。①双模式电源IC。虽有较多系列化的固定输出电压品种，但在应用中可通过外设两电阻来设定需要的输出电压，以满足特殊输出电压的需要，即所谓双模式电源IC。②电池的寿命。为了延长电池的寿命，把电感式开关变换器设计成降压/升压式变换器。当电池电压高于输出电压时为降压式；当电池电压降到低于输出电压时，它又是升压式，于是延长了电池的使用寿命。③ PFM及PWM可自行设定。电感式开关变换器的效率与负载大小有关，如PWM型电感式开关变换器在大负载时效率较高，但在很轻负载时则效率很低；而PFM型则在小负载时效率较高（甚至输出1mA时也有大于90%以上的效率），这样在电源IC上设有轻、重负载选择端，用户可以根据负载大小来选择，十分方便。也有PWM与PFM根据负载大小而自动转换的品种，则更为方便，效率也可保持较高的水平。④优化组合。电感式开关变换器中集成了线性稳压器。电感式开关变换器效率高但噪声高，线性稳压器噪声低但效率低。在对噪声不敏感的大部分电路中采用电感式开关变换器作为电源，仅小部分对噪声敏感的模拟电路用线性稳压器作为电源，则一个电源IC就足够了（如MAX1705升压式DC/DC变换器中有200mA输出的线性稳压器）。总之，电源IC的发展满足了电子产品的需要，并且促进了电子产品更进一步的发展。2.绿色变换器的效率在电子设备的电源系统设计中，应提高产品性能，进一步提高电源效率。但因电子设备对成本和体积的要求比较苛刻，所以设计中会牺牲系统的某些指标而采取一些折中的解决方案。新型供电电路的出现弥补了电子设备的电源系统设计中的不足，能够保证系统高可靠性、高性能指标的要求，并有效地提高了电源效率。供电电路的主要参数有成本、效率（电池寿命）、输出纹波、噪声及静态电流。表1-1列出了这些参数（即供电电路特性）与电路结构、输入/输出电压范围的关系。表1-1 供电电路特性与电路结构、输入（VIN）/输出（VOUT）电压的关系注：A—非常好；B—好；C—一般；D—不好。虽然电感式开关变换器可以发挥近100%的效率，但若以低负载电流工作，则其效率会大幅下降，甚至比LDO的效率还低。只有采用断续导电模式（DCM）再配合多种不同的工作模式，才能提高电感式开关变换器的效率。目前，市场上有多种不同的电感式开关变换器可供选择，如采用升压、降压及反相配置等不同的电感式开关变换器，而其电感式降压开关变换器广泛应用于采用电池供电的电子设备电源方案中。其原因是电感式降压开关变换器的效率接近100%，能否发挥这样高的效率则取决于工作环境及电感式降压开关变换器在系统设计中所连接的负载。以较高的负载电流工作时，电感式降压开关变换器的效率比LDO高一倍，但若负载电流很小，其效率便会大打折扣。1.1.2 绿色变换器的特性1.LDO与电感式降压开关变换器LDO与电感式降压开关变换器在不同负载电流下所发挥的效率比较如图1-2所示。从图1-2中可以看到，在大部分的负载情况下LDO只能发挥约40%的效率，而电感式降压开关变换器的效率则超过90%。但当负载电流降至近0.1mA的极低水平时，电感式降压开关变换器的效率会跌至比LDO的效率还低的水平。图1-2 LDO与电感式降压开关变换器的效率比较图电子设备中的微处理器、数字信号处理器的工作模式为：备用、待机、第1次工作、第2次工作、满载工作。在这个工作模式下，LDO的平均总效率和电感式降压开关变换器的平均总效率分别为式中，η1为LDO的平均总效率（%）；I0为负载电流（mA）；Ig为电池电流（mA）。式中，η2为电感式降压开关变换器的平均总效率（%）；Ip为这个模式的平均Ig（mA）。例如，移动电话中的微处理器、数字信号处理器有90%的时间工作在低负载的待机模式，此期间只耗用0.1mA的电流。若采用LDO为微处理器、数字信号处理器提供电源供应，则电池只需要提供0.12mA的供电电流便可驱动LDO。但若采用电感式降压开关变换器，则电池需要提供0.14mA的供电，耗电量比LDO高15%。电感式降压开关变换器在其余的10%时间内可以发挥远比待机模式更高的效率，对于以电池供电的系统来说，电感式降压开关变换器是一个较为理想的选择，但有多个方法可以进一步提高电感式降压开关变换器在低负载电流工作时的效率。改善电感式降压开关变换器效率的方法是：尽量减少电感式降压开关变换器在低负载电流工作时产生的导电损耗；尽量减少开关损耗。理想的电感式降压开关变换器电路如图1-3所示，若开关处于位置1，则电感器的电压为VIN-VO；若开关处于位置2，则电感器的电压为-VO。图1-3 理想的电感式降压开关变换器电路图若开关处于位置1，则电感器的电流斜率为正数，可以利用以下公式计算电感器电流斜率的数值：式中，VL为电感器端电压。斜率为若开关处于位置2，则电感器的电流斜率为负数，其斜率为电感式降压开关变换器在稳定状态时，其直流输出电压与占空度及输入电压成正比，即VO=D×VIN。流经电感器的平均电流等于输出电流。因此，若负载电流上升，则电感器的平均电流也随着上升。若负载电流下降，则电感器的平均电流也随着下降。但无论负载电流如何波动，纹波电流的波幅都保持不变。纹波的波幅（DIL）取决于输入及输出电压，也取决于电感器的电感值，但不受电流的影响。每当负载电流跌至较低的水平时，电感器电流的极性就会逆转，电感器电流在周期结束前下跌至零，导电损耗便由此产生。在示波器上观看流经电感器的电流，便可看到电感器电流中直流部分的纹波。若调低电感式降压开关变换器的负载电流，便会发现电感器电流的直流部分也会随着下跌，但纹波的波幅则不会出现任何变动。若不断将负载电流调低，直到低至某一点时电感器电流会在一瞬间低于零。为避免电感器电流在一瞬间低于零，可采用过零检测电路，图1-3中的S1开关在电感器电流跨越零点时立即导通。S1开关导通之后，电感器中的电流将以断续的方式流动。此时电感式降压开关变换器已改为断续导电模式工作。由于电感器电流会跌至零，电流甚至会停止一段时间，为此开关管必须执行二极管的功能，让电流只能单向流动，以确保电感式降压开关变换器在较低负载电流下仍能以较高的效率工作。美国国家半导体的LM26 XX系列电感式降压开关变换器都具备这个功能。2.电源变换器的不同工作模式电源变换器既然有多种开关损耗，那么在应用中需要解决的问题就是如何将这些损耗减至最少。一般来说，采用PWM技术的电感式开关变换器在进入PWM工作模式时可以将其开关的开关频率保持在一个固定的水平。虽然PWM的优点很多，但其中一个缺点是每当电感式开关变换器在较低负载电流工作时，其效率就会下降。当电感式开关变换器以接近满载或较大负载电流工作时，导电损耗远比瞬态开关损耗高。若负载电流下降，则导电损耗也会按比例下跌，但大部分开关损耗则不会下跌，因为振荡器及电感式开关变换器的开关频率一直保持不变，并继续以这个较高的频率进行开关。因此开关损耗会占电感式开关变换器总体损耗的一个较大的比例。正是由于这个原因，负载电流若下跌，则效率也会随着下降。PFM模式可以降低开关损耗。令开关频率随着负载电流的下跌而下跌，可降低开关损耗，提高效率。PFM模式属于可以降低开关频率以便减少开关损耗的工作模式。若电感式开关变换器采用PFM模式运行，则其开关频率与负载的大小成正比，但开关频率也与其他系数成正比。电感式开关变换器若采用PFM模式运行，即使负载电流较低，也可发挥比PWM模式高的效率。电感式开关变换器只要灵活采用PWM及PFM两种工作模式，便可以在较宽的低负载范围内发挥更高的效率。美国国家半导体公司的LM2618电感式开关变换器的测试数据如图1-4所示。这种电感式开关变换器设有简单的控制装置，可以在PFM及PWM两种工作模式之间不断转换。图1-4 LM2618电感式开关变换器的测试数据LM2618若以接近400mA的满载电流工作，则效率非常高。但当负载下降，负载电流跌至约50mA时，LM2618的效率开始急降，主要因为LM2618采用PWM模式工作，此时开关损耗占较大的比例。若LM2618的负载电流下跌至50mA时改用PFM模式工作，则虽然LM2618的效率比之前稍低，但仍然远比采用PWM模式时的效率高。由于电感式开关变换器可以根据负载电流的高低在两种不同的工作模式之间灵活转换，因此可在较宽的负载电流范围内发挥比单一工作模式更高的效率。在PWM及PFM两种模式之间灵活转换的电感式开关变换器可在极广阔的负载范围内以更高的效率工作，而且静态电流（IQ）极低。但PFM模式也有其缺点，它的可变频率会对一些灵敏度极高的系统，如高灵敏度模拟系统或射频系统，造成干扰。PFM模式的输出纹波电压比PWM模式的输出纹波电压高。所设计的系统若不能承受可变频率产生的噪声影响，并要求系统的电压纹波必须保持在极低的水平，则需要考虑采用另一种工作模式的电源变换器，以提高电源系统的效率。其解决办法是采用LDO。LDO的静态电流低，系统若需要在一段很长的时间内采用待机模式，并希望在此期间耗用极低的负载电流，则采用LDO是一个较好的选择，此时系统的效率可得以提高，外部电源提供的电流（即整体的输入供电电流）也会很低，因此可改善电源工作效率。LDO产生的噪声远比任何类型的电感式开关变换器低，这也是LDO的主要优点。若要提高电感式开关变换器的效率，则可以一方面减低开关损耗，另一方面减低导电损耗，以确保电子设备在极低的负载电流工作时，仍然可提供高的电源效率。3.电感式升压开关变换器电感式升压开关变换器是LDO无法取代的，尽管电荷泵稳压方式可以实现升压功能，但其效率较低，输出电流较小。因为电感式升压开关变换器的输出纹波和开关噪声较大，所以需要选择好的控制结构以消除振荡噪声和MOSFET引起的效率损失。最新的电感式升压开关变换器内置同步整流管和开关管，实现了高效率、低功耗、小体积、多功能等特性。目前，电子设备的工作电流范围越来越宽，这就要求单个IC能够实现多种控制算法，其包含低噪声的PWM工作模式和低工作电流的PFM工作模式，可以提供很宽的负载电流，控制方式的改变可以瞬间完成而不会造成输出中断。如果采用外部同步时钟，则可以减小开关对系统尤其是射频系统的影响。IC利用一个瞬时接通按钮进行通断控制，实现对电源系统的开关，以提高可靠性和减小体积。将电感式升压开关变换器与LDO相结合可实现两个功能，即低噪声升压和高效率的升降压。典型的升降压应用是从锂离子电池得到3.3V的电压，因为在电池的大部分工作时间输出电压是3.6V，这时电感式升压开关变换器待机，而LDO工作，所以效率非常高，与传统的SEPIC方式相比可以使用更小的外围器件。为了进一步提高电感式开关变换器的效率，可选用H桥式变换器，这种结构需要一个电感、两个MOSFET开关和两个整流二极管。目前这些外围器件和控制结构的成本仍然较高，而且外部开关损耗也限制了其效率的提高，特性指标也有待于进一步的完善。随着集成工艺的发展，H桥式变换器的应用会越来越多。4.LDO与电感式开关变换器无论何种功率级别的电子设备，特征功能数量的增加都会极大地促进电子设备对低压输出的需求量，如面向图像处理应用的处理器，在视频捕获的过程中需要最高可达360mW的功率。在满负荷运转的情况下，系统内部负载需要的峰值功率可达4W以上。这种功率消耗水平很快就可以耗尽电池的能量。但是，影响电池运行时间的另外两个十分重要的因素是功率变换效率和系统功率管理水平。较差的功率变换效率将导致设备发热，这些热量是由在能量转化过程中变换器损失的功率生成的。在电子设备内部，没有散热片，只有紧密布置在一起的PCB电路、器件和电池，所以没有办法为电子设备散热。发热将导致电池使用寿命缩短，反过来也会影响电子设备的可靠性。效率的计算方法是将输出功率除以输入功率，或者将负载功率除以输入功率。应当指出的是，必须在电感式开关变换器的所有外部元件之前的节点处测量输入电压和输入电流。同样地，也必须在电感式开关变换器的所有外部元件之后的节点处测量输出电压和输出电流。LDO被认为是最简单的调节器，LDO内没有开关装置，它将输入电压直接降为一个较低的电压值。LDO最主要的缺点是产生的热量较高，这是由于LDO的转化效率近似等于输出电压与输入电压的比值。例如，采用单节锂离子电池驱动图像处理器，LDO的输入电压是标称电压3.6V，而其输出电压是1.8V，输出电流为200mA；转化效率仅为50%，从而导致了电子设备内部发热，同时也降低了电池的运行时间。但是，这种现象只在输入电压和输出电压差别较大的情况下才会发生，当输入电压和输出电压差别较小时不会发生。例如，当输入电压是1.5V，而输出电压是1.2V时，LDO的效率就可达80%。电感式开关变换器克服了LDO效率太低的缺点，采用低阻值开关和电感器。电感式开关变换器的效率可高达96%，因此极大地降低了转化过程中的功率损失。当开关工作频率较高时，若大于2MHz，则外部电感器和电容器的尺寸可以大幅度地减小。如果采用1.5V的输入电压，并且为了给DSP内核供电，则需要将输入电压降低到1.2V。此时，电感式开关变换器没有明显的优点。电感式开关变换器无法将1.5V的输入电压降低为1.2V的输出电压。此外，由于一般的电压差要大于700mV，所以标准的LDO也无法完成这一项工作。理想的解决方案是采用超低压差电压调节器（VLDO），VLDO的输入电压变动范围接近1V，电压差值小于300mV，内部参考电压值接近0.5V。拥有这些特性的VLDO可以很容易地将1.5V的输入电压降低为1.2V的输出电压，效率为80%。在此电压值时的电流值一般为100mA左右，所以24mW的功率损失是可以接受的。VLDO适用于要求低输入电压、低输出电压和低电压差的应用环境。若电子设备是由电池供电的，则VLDO可以保护自己，避免遭受反向输入和反向输出电压的损害。VLDO能够与低等价串联阻抗值（ESR）的电容器协同工作，并拥有良好的电源调整率、负载调整率和快速瞬时响应能力。尽管VLDO可以适应较宽范围电容值的输出电容器，但考虑到尺寸和造价，也应面向低ESR值的陶瓷电容器进行优化。输出电容器的ESR值影响稳定性，尤其是采用电容值较小的电容器时。因此，确保正确的电容值和ESR值十分重要。对于更为复杂的情况，因VLDO输出负载的瞬时响应是输出电容值的函数，较大的输出电容值可以降低峰值偏差，所以当负载电流变化较大时可以改善瞬时响应特性。LDO和传统的电感式开关变换器的最佳折中方案是电荷泵，电荷泵的外部存储元件是电容器，不采用电感器，可以避免电磁干扰；电荷泵的缺点是有限的输入、输出电压比率和有限的输出电流驱动能力。选择电感式开关变换器需要考虑诸多因素，如噪声的制约、空间的约束、转换效率（直接影响电池寿命），以及发热问题。防止噪声干扰的最为传统的方法是将产生噪声的电路与对噪声敏感的电路隔离开来。但是，在当前的电子设备内部，所有的元器件都紧密地排放在一起，根本不可能将它们隔离开来。微调电感式开关变换器的系统时钟删除窄带谐波，采用了一个伪随机数序列去调制电感式开关变换器的开关频率，因而也扩展了频谱。从本质上讲，噪声并非仅仅分布在几个不同频率的谐波处，而是分布在很宽的频带内。为解决电感式开关变换器的发热问题和噪声问题，应加大高效率电感式开关变换器的研究力度；除此之外，还应该继续降低电感式开关变换器的输入和输出噪声，提高开关频率，减少外部元器件的数量。与此同时，还应该继续加大力度，研究电感式开关变换器的小封装问题。5.电荷泵电荷泵也称为电容式开关变换器，是一种利用所谓的“快速”（Flying）或“泵送”电容（而非电感或变压器）来储能的开关变换器，它能使输入电压升高或降低，也可以用于产生负电压。其内部的FET开关阵列以一定方式控制泵电容的充电和放电，使输入电压以一定的因数（0.5倍压、2倍压或3倍压）倍增或降低，从而得到所需要的输出电压。这种特别的调制过程可以保证高达80%的效率，而且只需外接陶瓷电容。由于电路是工作在开关状态的，因此电荷泵也会产生一定的输出纹波和EMI（电磁干扰）。电荷泵可以实现逆变器、分路器或者增压器功能，逆变器将输入电压转变成一个负输出。作为分路器使用时，其输出电压是输入电压的一部分，如1/2倍压或2/3倍压。作为增压器时，它可以提供1.5倍压或者2倍压的增益。很多便携式电子设备都是用一节锂离子电池或者两节金属氢化物镍电池。因此当电荷泵在2倍压模式下运行时，电荷泵可以给工作在3.3～4.0V的白光LED提供适当的正向电压。虽然有一些开关式变换器在组成升压、降压电路外也可以组成电压反转电路，但电荷泵电压反转器仅需外接两个电容，电路最简单，尺寸小，并且转换效率高、耗电少，所以电荷泵得以极其广泛的应用。目前，不少集成电路采用单电源工作，简化了电源，但仍有不少电路需要正负电源供电才能工作，如D/A变换器电路、A/D变换器电路、U/F或F/U变换电路、运算放大器电路、电压比较器电路等。自INTERSIL公司开发出ICL7660电压反转器IC后，用它来获得负电源十分简单，20世纪90年代后又开发出带稳压的电压反转电路，使经电压反转电路获得的负电源的性能更为完善。对采用电池供电的便携式电子设备来说，采用电荷泵变换器来获得负电源或倍压电源，不仅仅减少了电子设备所用电池的数量，减少了产品的体积、质量，并且在减少能耗（延长电池寿命）方面起到了极大的作用。便携式电子设备的迅速发展，对电荷泵变换器提出了不同的要求，各半导体器件公司为满足不同的要求而开发出一系列的电荷泵新产品。1.1.3 三种开关式DC/DC变换器性能比较1.开关式DC/DC变换器的种类开关式DC/DC变换器按结构可分为以下三类：①电感式DC/DC变换器，如图1-5（a）所示；图1-5 开关式DC/DC变换器②无调整式电荷泵，如图1-5（b）所示；③可调整式电荷泵，如图1-5（c）所示。三种变换器电路的工作过程均为：首先储存能量，然后以受控方式释放能量，以获得所需的输出电压。电感式DC/DC变换器采用电感器来储存能量，而电荷泵采用电容器来储存能量。无调整式电荷泵缺少调整电路，可调整式电荷泵在基本电荷泵的后端增加线性调整器或电荷泵调制器。线性调整器的输出噪声最低，并可以在更低的效率下提供更好的性能。因电荷泵调制器没有串联传输晶体管，故控制开关电阻的电荷泵调制器就可以提供更高的效率，在给定的芯片面积（或消耗）下可提供更多的输出电流。增加开关频率也就增加了电荷泵的静态电流，但是同时也降低了C1和C2的电容值。基本频率的电路结构提供低噪声输出电压，同时其输入噪声也比基本电荷泵要低。高频率结构简化了滤波电路，从而进一步降低了传导噪声。运用脉冲频率调制时，调制器只有在电荷必须输出时才工作。当输出电压高于目标调节电压时，调制器是闲置的，此时消耗的电流最小，因为存储在输出电容器上的电荷会提供负载电流。而随着这个电容器不断放电及输出电压逐渐降到目标调节电压以下，调制器才会被激活并向输出传输电荷。这个电荷供给负载电流，并增加输出电容器上的电压。电荷泵消除了电感器和变压器所带来的磁场和电磁干扰，但仍然存在一个微小噪声源，那就是当泵电容和一个输入源或者另外一个带不同电压的电容器相连时，流向它的高充电电流。同样的“分路器”电荷泵也能在LDO上改进效率，但不像电感式降压调整器那样复杂。电荷泵可以依据电池电压的输入而不断改变其输出电压。例如，它在1.5倍压或1倍压的模式下都可以运行。当电池的输入电压较低时，电荷泵可以产生一个相当于输入电压的1.5倍压的输出电压。而当电池的输入电压较高时，电荷泵则在1倍压模式下运行，此时电荷泵仅仅是将输入电压传输到负载中。这样就在输入电压较高的时候降低了输入电流和功率损耗。小型电池供电的电子设备通常需要多种直流电压。例如，寻呼机中必须通过变换器从1.5V电池产生接收器、逻辑电路和显示屏所需要的不同电压。在小电流（＜100mA）应用方面，最新的电荷泵具有比电感式开关DC/DC变换器更为诱人的发展前景。2.选择开关式DC/DC变换器时需考虑的因素如前所述，图1-5所示三种变换器的工作原理都是先存储能量，然后以受控方式释放能量，从而得到所需要的输出电压的。对某一工作来讲，最佳的开关式DC/DC变换器是可以用最小的安装成本满足系统总体需要的。这可以通过一组描述开关式DC/DC变换器性能的参数来衡量，它们应满足高效率、小的安装尺寸、小的静态电流、较小的工作电压、产生的噪声低、高功能集成度、足够的输出电压调节能力、低安装成本。（1）工作效率①电感式DC/DC变换器。电池供电的电感式DC/DC变换器的转换效率为80%～85%。其损耗主要来自外部二极管和调制器开关。②电荷泵。基本式电荷泵（如TC7660H）具有很高的功率转换效率（一般超过90%）。这是因为电荷泵的损耗主要来自电容器的ESR和内部开关管的导通电阻（RDS（ON）），而这两者都可以做得很低。③带电压调节的电荷泵。带电压调节的电荷泵是在基本电荷泵的输出之后增加了低压差的线性调节器。虽然提供了电压调节，但其效率却由于后端调节器的功耗而下降。为达到最高的效率，电荷泵的输出应当与后端调节器的调节后电压尽可能接近。应用中工作效率的最佳选择是：无电压调节式电荷泵（在不需要严格的输出调节的应用中），或带电压调节式电荷泵（如果后端调节器两端的压差足够小）。（2）安装尺寸①电感式DC/DC变换器。虽然很多新型电感式DC/DC变换器都可以提供SOT封装，但它们仍然需要通常物理外形较大的外部电感器。而电感式DC/DC变换器的电路布局，其自身也需要较大的板级空间（额外的去耦、特殊的地线处理、屏蔽等）。②电荷泵。电荷泵不用电感器，但需要外部电容器。新型电荷泵器件采用SOP封装，工作在较高的频率，因此可以使用占用空间较小的小型电容器（1μF）。基于电容的电荷泵可以对输入电压反转、倍增或分割。电荷泵IC芯片和外部电容器合起来所占用的空间，还不如电感式DC/DC变换器中的电感器大，利用电荷泵获得正负组合输出也很容易。如TCM680器件仅用外部电容即可支持±2VN的输出电压。而采用电感式DC/DC变换器要获得同样的输出电压则需要独立的两个变换器，如果用一个变换器，就得用具有复杂拓扑结构的变压器。③带电压调节的电荷泵。增加分立的后端电压调节器占用了更多的空间，然而许多此类调节器都有SOT形式的封装，相对减少了占用的空间。新型带电压调节的电荷泵器件，如TCM850，在单个8引脚SOIC封装中集成了电荷泵、后端电压调节器和关闭控制。应用中安装尺寸的最佳选择是：无电压调节或带电压调节电荷泵。（3）静态电流①电感式DC/DC变换器。频率调制（PFM）电感式DC/DC变换器是静态电流最小的开关式DC/DC变换器，通过频率调制进行电压调节可在小负载电流下使供电电流最小。②无电压调节的电荷泵。电荷泵的静态电流与工作频率成比例。多数新型电荷泵工作在150kHz以上的频率，从而可使用1μF甚至更小的电容。为克服因此而带来的静态电流大的问题，一些电荷泵具有关闭输入脚，以在长时间闲置的情况下关闭电荷泵，从而将供电电流降至接近零。③带电压调节的电荷泵。后端电压调节器增加了静态电流，因此带电压调节的电荷泵在静态电流方面比基本电荷泵要差。应用中静态电流的最佳选择是：采用电感式DC/DC变换器（特别是频率调制（PFM）开关式）。（4）最小工作电压①电感式DC/DC变换器。电池供电专用电感式DC/DC变换器（如TC16）可在低至1V，甚至更低的电压下启动工作，因此非常适合用于单节电池供电的电子设备。②电荷泵/带电压调节的电荷泵。多数电荷泵的最小工作电压为1.5V或更高，因此适合于至少有两节电池作为电源的电子设备。应用中最小工作电压的最佳选择是：采用电感式DC/DC变换器。（5）产生的噪声①电感式DC/DC变换器。电感式DC/DC变换器是电源噪声和开关辐射噪声（EMI）的来源。会在宽频带内产生噪声的宽带PFM电感式DC/DC变换器更是如此。可提高电感式DC/DC变换器的工作频率，使其产生的噪声落在系统的频带之外。②电荷泵/带电压调节的电荷泵。电荷泵不使用电感器，因此其EMI影响可以忽略。泵输入噪声可以通过一个小电容器消除。应用中低噪声的最佳选择是：无电压调节或带电压调节的电荷泵。（6）集成度①电感式DC/DC变换器。现已开发出集成了开关调节器和其他功能（如电压检测器和线路调节器）的芯片。例如，TC16芯片就在一个SO-8封装内集成了一个PFM升压变换器、LDO和电压检测器。与分立实现方案相比，此类器件提供了优异的电气性能，并且占用了较小的空间。②电荷泵。基本电荷泵，如TC7660，没有附加功能集成，占用空间小。③带电压调节的电荷泵。集成更多功能的带电压调节电荷泵芯片已成为目前的一种发展趋势。很明显，下一代带调节电荷泵的功能集成度将可与电感式DC/DC变换器集成芯片相比。应用中集成度的最佳选择是：电感式DC/DC变换器。（7）输出调节①电感式DC/DC变换器。低成本电池供电的电感式DC/DC变换器提供了便携电子设备应用的调节能力。一些电感式DC/DC变换器还具有外部补偿引脚，允许根据应用“精细调整”输出的瞬态响应特性。②电荷泵。此类器件输出没有电压调节，它只简单地将输入电压变换为负或n倍的输出电压。因此，输出电压会随着负载电流的增加而下降。虽然这对某些应用（如LCD偏置）并不是问题，但不适于需要稳定的输出电压的应用。③带电压调节的电荷泵。通过后端线性电压调节器（片上或外部）提供电压调节（稳压）。在一些情况下，需要为电荷泵增加开关级数，以为后端线性电压调节器提供足够的净空间。这需要增加外部电容，从而对尺寸、成本和效率带来负面的影响。但后端线性电压调节器可使带调节电荷泵的输出电压稳定性与电感式DC/DC变换器一样。应用中输出调节的最佳选择是：带电压调节的电荷泵式。（8）安装成本①电感式DC/DC变换器。近年来，电感式DC/DC变换器的成本逐渐下降，并且需要更少的外部元件。但电感式DC/DC变换器最少需要一个外部电感、电容和肖特基二极管。二极管、电感，再加上价格相对较高的开关变换芯片，其总成本要比电荷泵高，特别是在需要屏蔽应用时更是如此。②电荷泵。无电压调节的电荷泵比电感式DC/DC变换器便宜，并仅需要外部电容（没有电感），节约了板空间、电感的成本，以及某些情况下的屏蔽成本。③带电压调节的电荷泵。带电压调节的电荷泵的成本大约与电感式开关DC/DC变换器本身的成本相当。在一些情况下，可采用外部后端电压调节器以降低成本，但却增加了所需的安装空间并降低了工作效率。应用中安装成本的最佳选择是：在不需要严格稳压的应用设计中，最佳选择为电荷泵；若是对输出电压稳压有要求的场合，则选择带电压调节电荷泵与选择电感式DC/DC变换器的成本大致相当。3.比较结果表1-2中总结了上述三种开关式DC/DC变换器的性能比较结果。应用中选用电感式DC/DC变换器、电荷泵和带电压调节的电荷泵各自有相对的优缺点。在考虑所有因素后可以看到，在某些应用中，选用无电压调节和带电压调节的电荷泵比选用电感式DC/DC变换器要好。因此在进行电子设备电源设计时，应结合电荷泵和电感式DC/DC变换器的技术特性选择高性能价格比的电源解决方案。表1-2 三种开关式DC/DC变换器的性能比较结果注：“+”符号多的性能好。 1.2 AC适配器1.2.1 AC适配器效率及散热管理1.AC适配器效率AC适配器要在负载小和满负载的情况下保证高效率。从人机工程学的角度看，AC适配器还应当尽可能地小。要想尽量把尺寸做得很小（尽可能提高能量密度），也取决于AC适配器产生的热量，同时设备的温度必须保持在一个合理的范围之内。AC适配器以一定的效率把电能从电网送到负载上，其效率为式中，η是效率；POUT是送到负载上的功率；PIN是从交流电网输入的功率；PD是AC适配器内部消耗的功率。从式（1-6）可以得到功耗和输出功率之间的关系：从式（1-7）可以看出，如果AC适配器中的开关稳压器的效率为80%，那么损失掉的功率就相当于传送到负载上的功率的25%。在使用效率为50%的LDO时，损失掉的功率等于传送到负载上的功率，或者等于从电网上吸收的功率的一半。运行时LDO消耗的电力是开关稳压器消耗功率的四倍以上。因此，一个输出5V、620mA的AC适配器在传送3W的功率时，如果工作在开关模式下，则损耗的功率就是750mW，而若工作在线性模式下，则损耗的功率就是3W。大多数AC适配器要求机壳的最高温度低于75℃，机壳的温度与功耗及周围的温度（假设最高温度为45℃）成正比。一个封闭的机壳内部的允许发热量是符合热力学中的热传递和热辐射规律的。用ANSYS分析一个具有一定尺寸的塑料盒的简单模型（包含一个热源），它的体积是V=h ×w×l=0.5 ×1 ×2=1（in3）。ANSYS是用有限元方法建立的热模拟器。通过电源对机壳加热，得到表面温度分布。通过这个一阶的模拟，要在最靠近热源的盒子的表面产生最高约为74℃（环境温度为45℃）的温度，在盒子的内部产生的功率大约需要1W。因此，开关型AC适配器可以放在盒子里而不会过热，但是，LDO会超过最高温度的上限。为了能够达到在工作状态下对效率的要求，在3W AC适配器的设计中，满载运行时效率就必须高于60%，最新的开关稳压器可以达到这个性能要求。为了达到AC适配器空载运行的效率标准，一个3W的交流变换器的功耗不得高于0.5W。最新设计的AC适配器的空载损耗只有0.1W。然而，采用传统而普通的解决办法，功耗是不可能这么低的。在空载时，引起功耗的因素很多，其中有IC、阻尼网络（SNUB）、变压器及桥式整流器等的功耗。必须充分减少所有这些组件的功率损失，才能把功耗降低到允许的预定范围之内。利用猝发脉冲模式就可以达到所要求的空载效率。用门电路来控制开关整流器的时钟频率，在负载很小时，让时钟停下来，开关整流器可以在额定工作频率134kHz下工作很短的时间，而在余下的时间里，让它进入睡眠状态。在空载或负载很小的运行情况下，可以有效地把工作频率降低到4kHz。由于损耗都与工作频率成一定的比例关系，工作在猝发脉冲模式可以降低每一项损耗，因而AC适配器可以很容易地达到空载情况下所预计的功率损耗。AC适配器对AC输入进行整流，并将电压降至可由主板控制的直流电压，或直接转换为单个锂离子电池所需的恒定电流、恒定电压，起着适配器及充电器的功能。单个锂离子电池的AC适配器电路如图1-6所示，其中AC适配器、充电器是基于离线开关结构的，能达到最佳工作效率。图1-6 单个锂离子电池的AC适配器电路2.MOSFET的功耗在设计AC适配器时，MOSFET是最难确定的元件。这一点在笔记本电脑的AC适配器中尤其显著，AC适配器设计常常要面临狭小的空间、静止的气流及来自于附近其他元件的热量等不利因素。而且，除了电源下面少量的印制板铜膜外，没有任何其他手段可以用来协助散热。在选择MOSFET时，首先要考虑有足够的电流处理能力，并具有足够的散热通道，还要量化地考虑必要的热耗和保证足够的散热路径。要确保AC适配器即使在低负载电流工作时也可发挥更高的效率，第一个改善方法是降低AC适配器的导电损耗，并确保有关损耗能减至最少；第二个改善方法是要尽量降低开关损耗。AC适配器共有如下所述的五大类开关损耗。① MOSFET栅极及开关节点四周的电容器会不断充电及放电，并在这个过程中不断产生开关损耗。第一类开关损耗与开关的频率成正比。②第二类开关损耗属于电感开关过渡损耗，这种损耗也会降低AC适配器的效率。出现损耗的主要原因是电路中芯片的电压不断转变。③第三类开关损耗由二极管本身的反向恢复产生。AC适配器的“开关”由两个MOS-FET组成，它们分别是PMOS晶体管及NMOS晶体管。每当电感器获得电源供应时，PMOS开关便会开启，而NMOS开关便会关闭。反过来说，若电源变换器停止向电感器供电，则PMOS开关便会关闭，而NMOS开关开启。但不能同时开启PMOS及NMOS开关，否则可能会有大量的电流从电源端流入地线。为避免这种情况出现，要适当控制驱动信号，以便在过渡时间内短暂关闭这两个开关。但由于电感器必须确保其电流稳定，因此为了吸纳电感器的电流，NMOS晶体管的二极管必须在此时启动。一经启动之后，二极管引起的电压下降便会产生电感损耗。但二极管一经关闭之后，也会产生瞬态开关损耗，以至需要电源变换器为其提供反向恢复电流。④第四类开关损耗属于控制器本身的内部损耗、振荡器的损耗及AC适配器内在的其他损耗。⑤第五类开关损耗来自电感器本身，电感器除了有其正常的电阻损耗之外，还有涡流损耗。涡流损耗也与开关频率的高低成正比。最后三类损耗不一定像第一类、第二类损耗那么明显，但在设计中仍应将这些损耗计算在内。（2）MOSFET的耗散功率计算为了确定MOSFET是否适合于某种应用，在设计中必须计算MOSFET的耗散功率。MOSFET的耗散功率主要包含阻性耗散功率和开关耗散功率两部分：式中，PD为MOSFET的耗散功率；PDR为MOSFET的阻性耗散功率；PDS为MOSFET的开关耗散功率。由于MOSFET的耗散功率在很大程度上依赖于其导通电阻（RDS（ON）），但是MOSFET的RDS（ON）与其结温（TJ）有关，TJ又依赖于MOSFET的耗散功率及MOSFET的热阻（qJA）。计算时应先假定一个MOSFET结温，然后再计算环境温度。对于开关MOSFET和同步整流器MOSFET，可以选择一个最大允许的管芯结温（TJ（HOT））。多数MOSFET的数据手册中规定了25℃下的最大RDS（ON）值和125℃下的最大RDS（ON）值。MOSFET的RDS（ON）随着温度的增加而增加，典型温度系数为0.35%/℃～0.5%/℃。可以用一个较为保守的温度系数和MOSFET的25℃规格或125℃规格近似估算在选定的TJ（HOT）下的最大RDS（ON）：式中，RDS（ON）SPEC是计算所用的MOSFET导通电阻；TSPEC是规定RDS（ON）SPEC时的温度。利用计算出的 RDS（ON）SPEC可以确定同步整流器MOSFET和开关MOSFET的耗散功率、MOSFET在给定的管芯温度下的耗散功率。在计算过程中，各MOSFET的结温为假定值，两个MOSFET的耗散功率和允许环境温度可通过计算得出。①同步整流器MOSFET的耗散功率。除最轻负载以外，各种情况下同步整流器MOSFET的漏、源极电压在打开和关闭过程中都会被续流二极管钳位。因此，同步整流器MOSFET几乎没有开关损耗，它的耗散功率很容易计算，只需要考虑阻性损耗即可。最坏情况下的损耗发生在同步整流器MOSFET工作在最大占空比时，也就是当输入电压达到最大时。利用同步整流器MOSFET的RDS（ON）SPEC和工作占空比，通过欧姆定律，可以近似计算出同步整流器MOSFET的耗散功率：②开关MOSFET的耗散功率。开关MOSFET的阻性损耗计算与同步整流器MOSFET非常相似，也要利用其占空比和RDS（ON）SPEC计算开关MOSFET的阻性损耗：开关MOSFET的开关损耗计算起来比较困难，因为它依赖于许多难以量化并且是随机的因素，这些因素同时影响开关MOSFET的打开和关闭过程。可以用以下近似公式对开关MOSFET的开关耗散功率进行计算，然后通过实验对其性能进行验证：式中，CRSS是开关MOSFET的反向传输电容（数据手册中的一个参数）；fSW为开关频率；IGATE是开关MOSFET的栅极驱动器在开关MOSFET处于临界导通（VGS位于栅极充电曲线的平坦区域）时的吸收/源出电流。开关器件的选用原则是：选用耗散功率最小的MOSFET器件，这个器件应该具有均衡的阻性和开关损耗。使用更小（更快）的器件所增加的阻性损耗将超过它在开关损耗方面的降低，而使用更大（更低RDS（ON））的器件所增加的开关损耗将超过它对于阻性损耗的降低。如果VIN是变化的，则需要在VIN（MAX）和VIN（MIN）下分别计算开关MOSFET的耗散功率。开关MOSFET耗散功率的最坏情况可能会出现在最低或最高输入电压下。该耗散功率是两种因素之和：在VIN（MIN）时达到最高的阻性耗散（占空比较高），以及在VIN（MAX）时达到最高的开关损耗（由于项的缘故）。一个好的选择是，应该在VIN的两种极端情况下具有大致相同的耗散，并且在整个VIN范围内保持均衡的阻性和开关损耗。如果损耗在VIN（MIN）时明显高，则阻性损耗起主导作用。在这种情况下，可以考虑用一个大一级的开关MOSFET（或将一个以上的多个管子相并联）以降低 RDS（ON）。但如果在VIN（MAX）时损耗明显高，则应该考虑降低开关MOSFET的尺寸（如果是多管并联的话，可去掉一个MOSFET），以便使其开关速度更快一点。如果阻性和开关损耗已达平衡，但总功耗仍然过高，则可采用以下方法来解决。①改变问题的定义。例如，重新定义输入电压范围。②改变开关频率以便降低开关损耗，有可能使用更大一级、RDS（ON）更低的开关MOSFET。③增加栅极驱动电流，有可能降低开关损耗。MOSFET自身的内部栅极电阻最终限制了栅极驱动电流，实际上也限制了这种方法的有效性。④采用一个改进技术的MOSFET，以便同时获得更快的开关速度、更低的RDS（ON）和更低的栅极电阻。脱离某个给定的条件对MOSFET的尺寸作更精细的调整是不大可能的，因为器件的选择范围是有限的。选择的底线是，MOSFET在最坏情况下的功耗必须能够被耗散掉。3.散热管理AC适配器的尺寸越来越小、性能越来越高，而在热量处理方面，这对AC适配器的设计提出了严峻的挑战。性能的提高主要是通过提高时钟频率和集成度来实现的，但是用这些办法会增大功耗。同时，封装尺寸也在逐渐变小，所以要保持系统的温度不致太高，就更加困难了。在所有的电路中，电子元器件的功耗都会产生热量。而电路变得越来越密，时钟频率不断升高，发热增加了，所以必须采取散热措施。限制温度升高对AC适配器是极为重要的，因为随着温度升高，所有集成电路的可靠性都会降低；在温度升高的环境下很多电子元器件的效率将会下降。在AC适配器的设计中，很多技术可以用来解决散热问题，其中包括散热器、散热管和风扇。但是在很多情况下，由于尺寸大小、质量或者价格等方面的因素，采用这些方法的可能性很小。大多数AC适配器的质量和尺寸大小是考虑的主要因素，铜散热器太大、太重，不宜使用。散热管虽然贵了点，但是它能够非常有效地把热量从一个地方传送到另一个地方。而利用机壳本身把产品中产生的热量散发出去，是常用的方法。只要空间足够，用风扇形成空气对流仍然是散热的最有效的方法。散热器（或者散热管）与风扇结合起来，可以形成持续的气流，降低产品内部与外部环境之间的热阻。这个技术在笔记本电脑AC适配器中是非常有效的。高速旋转的扁平风扇是一种成本低、体积小、质量轻的散热装置。但是要使风扇达到最佳效率，就需要对冷却回路进行智能管理。热阻的估算比较困难，对于单一器件在一个简单的印制板上的热阻qJA的测算相对容易一些，而要在一个系统内去预测实际电源的热性能是很困难的。如果有多个MOSFET并联使用，则其整体热阻的计算方法，与计算两个以上并联电阻的等效电阻一样。对于单一管芯、8引脚封装的MOSFET，qJA通常接近于62℃/W。其他类型的封装，有些带有散热片或暴露的导热片，其热阻一般会在40～50℃/W。可用下面的公式计算MOSFET的管芯相对于环境的温升：计算导致管芯达到预定TJ（HOT）时的环境温度：如果计算出的TAMBIENT低于机壳的最大额定环境温度（这意味着机壳的最大额定环境温度将导致MOSFET的预定TJ（HOT）被突破），则必须采用以下措施：①升高预定的TJ（HOT），但不要超出数据手册规定的最大值；②选择更合适的MOSFET以降低MOSFET的功耗；③通过增加气流或MOSFET周围的铜膜降低qJA；③重新计算TAMBIENT（采用速算表可以简化计算过程，经过多次反复方可选出一个可接受的设计）。1.2.2 笔记本电脑AC适配器随着笔记本电脑的功能日益丰富，其功率要求也在不断提高。此外，因为电池容量（或密度）提高了，充电要求也提高了，因此要求笔记本电脑AC适配器的功率提高了一倍。笔记本电脑的AC适配器应具有节能、高效和不给供电线路加入谐波的技术指标，在AC适配器不带任何负载插入电源插头后，它应该尽可能少地吸收功率（待机要求），并要求笔记本电脑AC适配器在不同的负载条件下（25%、50%、75%和100%）有特定的平均电源工作效率，并应满足IEC1000-3-2规范所制定的谐波标准。1.解决方案现有的笔记本电脑AC适配器一般采用反激拓扑结构进行PWM调制，这是多年来最有效的解决方案（在成本和技术上）。用于笔记本电脑AC适配器的典型反激变换器在通用输入电压范围（90～265VAC）内工作。采用高度集成的PWM控制器解决方案，可使元件数量较少。若AC适配器的主要性能标准是功率密度（封装尺寸的要求）、安全性和低外壳温度，而控制的主要方法是用经典UC384x系列实现的电流模式控制，则新一代PWM控制器在以下方面优于UC384x：①更高的集成水平减少了许多外置元件，同时依然保有电流模式控制的优点；②能够进入跳周期模式，以减少待机和轻载损耗；③能够用高压（HV）输入启动，从而降低了启动电路中的损耗和元件成本；④无须集成电路中的误差放大器电路，因为误差处理在次级完成；⑤易于符合安全性和EMI，以便更快地投放市场。对于功率超过75W的AC适配器，需要加入功率因数校正（PFC）电路或采用单独的设计。增加PFC电路增加了AC适配器的复杂度和成本。采用临界导电模式（CRM）的升压PFC电路如图1-7所示。图1-7 采用临界导通模式的升压PFC电路在图1-7所示电路中，采用CRM方法可在可变开关频率模式下工作，而且开关频率在零交叉和轻载情况下可升至较高。这个可变频率给滤波和低待机能耗带来了问题。为此，NCP1601芯片引入了一种新的解决方案，它吸取了临界模式方法的最佳特性，同时限制开关频率并提高了待机时的性能。在此解决方案中，控制器可在非连续导电模式（DCM）和临界导电模式间连续地切换，且不会影响功率因数校正。线路电压在临近零交叉和在更轻载的情况下，控制器以定频DCMPFC模式工作；满载且在线路波形峰值附近时，控制器切换至临界模式，因此限制峰值电流值不会变得过高。在开关电源方面，一个重要的趋势是采用谷底开关反激变换器替代传统的定频反激拓扑。该方法效率更高，EMI更低。与CRM升压拓扑面临的问题相似，谷底开关拓扑明显受到频率变化的影响，该频率变化是线路和负载的函数，可产生高EMI和待机功耗，而拓展谷底开关方案在笔记本电脑适配器上的应用可以解决这些问题。传统的谷底开关算法以检测MOSFET漏极电压达到最小点进行工作并在该点导通FET。根据负载和线路条件，该谷底点可迅速达到，因此而产生高开关频率和高开关损耗，此现象发生在低功耗时。新型控制器（NCP1337）利用跳过谷底算法来解决这个问题。跳过谷底技术限制了QR反激变换器中的最高频率，其波形如图1-8所示。若谷点的开关频率高于设定的开关频率，则MOSFET导通将延迟至下一个可用谷点。图1-8 跳过谷底技术限制了QR反激变换器中的最高频率由于特殊的启动、故障模式和待机要求，所以需要处理PFC和DC/DC变换器的信号交换，如在启动、待机和故障模式中关闭PFC。采用这种方法就不会在PFC电路上产生功耗。然而，它对DC/DC变换器带来了额外的负担，因为它要能够支持整个输出功率。通常，反激变换器处理的输入范围宽，而且由于PFC关闭，输出提供全部功率的持续时间并不长。智能的PWM控制器可识别所有PFC须关闭的模式，PWM控制器有一个为PFC提供偏置电压的输出引脚，可按要求关闭PFC控制器。设计符合PFC要求的笔记本电脑AC适配器要解决如何消除双功率处理的问题，虽然有许多单级解决方案，但仍存在以下问题需要解决。①对于低输出电压纹波，如果不采用额外的储能电容则不能将其从本质上消减。②许多方案尝试使用电流导向在低输出电压纹波和低THD之间取得较佳的取舍。这些折中方案需要在每种设计中额外地投入。③特殊的规定，如输出纹波、瞬态响应和保持时间比两级解决方案更难满足。采用单级解决方案设计的笔记本电脑AC适配器，需要OEM、电源设计和关键电路元件制造商三方之间的合作，以提供最佳解决方案。OEM需要确定允许的输出纹波、瞬态响应和保持时间。电源设计人员需开发、优化创新单级解决方案，元件制造商必须了解系统的需要并提供合适的电路元器件。2.笔记本电脑AC适配器的额定功率及电池充电时间用减小电池充电电流的方法，可以避免负载和充电同时进行时适配器出现过载的情况。笔记本电脑用一个AC适配器（AC适配器一般可以提供15～20V的直流输出电压）或锂离子电池组供电。AC适配器为系统供电，同时对锂离子电池组充电。由于微处理器采用的电源管理模式，可以让微处理器从休眠状态转换到工作状态，或者从工作状态进入休眠状态（笔记本电脑的电源系统典型的电流波形如图1-9所示），因此，笔记本电脑的输入、输出功率或电流呈有规律的波动。因此而产生的问题是：除非可以主动地控制微处理器和充电器的用电，否则必须按照最坏情况下系统的最大功耗加上电池组充电所需要的功耗来设计AC适配器。这就增加了AC适配器的额定功率和尺寸，增加了AC适配器的成本，因为波动的电源峰值可能是平均值的两倍。图1-9 笔记本电脑的电源系统曲型的电流波形最佳的系统结构是，必须在减小AC适配器额定功率的同时将电池的充电时间减至最少。一个可行的办法就是当AC适配器到达额定的电流极限时，减小电池的充电电流。用这种方法，在负载和电池充电同时进行的情况下，可以避免AC适配器过载。对充电电流的调节是根据AC适配器的电流极限来进行的，根据AC适配器的电流极限来调节充电电流时的电流波形如图1-10所示。在图1-10中，在t1 ～t2之间，系统的负载电流线性地上升，而AC适配器的电流一直低于其电流极限阈值ILIMIT，为了将充电的时间减至最少，并且最大限度地使用AC适配器电源，此时同步降压充电器依然向IB1提供最大充电电流。在t2 时刻，AC适配器的电流达到了ILIMIT，此时，在系统的负载电流持续上升的同时，通过调整同步降压充电器的占空比，开始自动地减小充电电流。图1-10 根据AC适配器的电流极限来调节充电电流时的电流波形在t3时刻，当系统的负载电流到达了最大值ISP时，充电电流也下降到IB2，维持AC适配器的电流输出恒定。另外，如t4 ～t6 的波形所示，如果系统负载电流减小，则电池的充电电流就会自动地上升，维持AC适配器电流输出为最大，一直到t5 时刻，此时系统的负载电流达到一个很低的水平，已经不要求AC适配器工作在最大电流状态。这样，AC适配器的功率得到充分的利用，既保证了笔记本电脑微处理器的最佳性能，又将电池充电时间降至最低。AC适配器的电流控制和容许极限也非常重要，如果AC适配器的电流控制精度太低，则会限制AC适配器对电池进行充电。例如，一个60W的AC适配器，电流的误差范围是±10%，它最大只能提供54W的功率供笔记本电脑使用。如果系统消耗了54W的功率，则没有更多的功率可以用来给电池充电了。如果AC适配器的电流限流的精度为±3%，那么系统用去54W后，AC适配器还有4.2W可以用来充电，这样就可以减少电池充电的时间。另一方面，如果AC适配器的限流精度是±10%，那么它必须按照最大可能的输出——66W来设计。若AC适配器的工作效率是85%，那么它的输入功率就是77.6W，超出了75W的范围，这就要求使用功率因数校正，以达到IEC1000-3-2或EN61000-3-2等国际标准对谐波的要求。增加功率因数校正电路后，AC适配器的成本一般会增加10%。然而，假设效率同样是85%，那么对于电流限流精度为±3%的AC适配器而言，其最大的输入功率只有72.7W。这就是说，它没有必要在AC适配器中增加功率因数校正功能。限流精度与AC适配器的功率见表1-3。电流限流精度高，可以减小AC适配器的额定功率，有可能不必使用更加昂贵的功率因数校正电路，同时在系统高负载时将充电时间减少到最短。表1-3 限流精度与AC适配器的功率}

对于正弦信号，流过一个元器件的电流和其两端的电压，它们的相位不一定是相同的。
这种相位差是如何产生的呢？这种知识非常重要，因为不仅放大器、自激振荡器的反馈信号要考虑相位，而且在构造一个电路时也需要充分了解、利用或避免这种相位差。
下面探讨这个问题。
首先，要了解一下一些元件是如何构建出来的；其次，要了解电路元器件的基本工作原理；第三，据此找到理解相位差产生的原因；第四，利用元件的相位差特性构造一些基本电路。
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1
电阻、电感、电容的诞生过程
科学家经过长期的观察、试验，弄清楚了一些道理，也经常出现了一些预料之外的偶然发现，如伦琴发现X射线、居里夫人发现镭的辐射现象，这些偶然的发现居然成了伟大的科学成就。电子学领域也是如此。
科学家让电流流过导线的时候，偶然发现了导线发热、电磁感应现象，进而发明了电阻、电感。科学家还从摩擦起电现象得到灵感，发明了电容。发现整流现象而创造出二极管也是偶然。
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2
元器件的基本工作原理
电阻——电能→热能
电感——电能→磁场能，&磁场能→电能
电容——电势能→电场能，&电场能→电流
由此可见，电阻、电感、电容就是能源转换的元件。电阻、电感实现不同种类能量间的转换，电容则实现电势能与电场能的转换。
电阻
电阻的原理是：电势能→电流→热能。
电源正负两端贮藏有电势能（正负电荷），当电势加在电阻两端，电荷在电势差作用下流动——形成了电流，其流动速度远比无电势差时的乱序自由运动快，在电阻或导体内碰撞产生的热量也就更多。
正电荷从电势高的一端进入电阻，负电荷从电势低的一端进入电阻，二者在电阻内部进行中和作用。
中和作用使得正电荷数量在电阻内部呈现从高电势端到低电势端的梯度分布，负电荷数量在电阻内部呈现从低电势端到高电势端的梯度分布，从而在电阻两端产生了电势差，这就是电阻的电压降。
同样电流下，电阻对中和作用的阻力越大，其两端电压降也越大。
因此，用R=V/I来衡量线性电阻（电压降与通过的电流成正比）的阻力大小。
对交流信号则表达为R=v(t)/i(t)。
注意：也有非线性电阻的概念，其非线性有电压影响型、电流影响型等。
电感
电感的原理：电感——电势能→电流→磁场能，&磁场能→电势能（若有负载，则→电流）。
当电源电势加在电感线圈两端，电荷在电势差作用下流动——形成了电流，电流转变磁场，这称为“充磁”过程。
若被充磁电感线圈两端的电源电势差撤销，且电感线圈外接有负载，则磁场能在衰减的过程中转换为电能（如负载为电容，则为电场能；若负载为电阻，则为电流），这称为“去磁”过程。
衡量电感线圈充磁多少的单位是磁链——Ψ。电流越大，电感线圈被冲磁链就越多，即磁链与电流成正比，即Ψ=L*I。对一个指定电感线圈，L是常量。
因此，用L=Ψ/I表达电感线圈的电磁转换能力，称L为电感量。电感量的微分表达式为：L=dΨ(t)/di(t)。
根据电磁感应原理，磁链变化产生感应电压，磁链变化越大则感应电压越高，即v(t)=d dΨ(t)/dt。
综合上面两公式得到：v(t)=L*di(t)/dt，即电感的感应电压与电流的变化率（对时间的导数）成正比，电流变化越快则感应电压越高。
电容
电容的原理：电势能→电流→电场能，电场能→电流。
当电源电势加在电容的两个金属极板上，正负电荷在电势差作用下分别向电容两个极板聚集而形成电场，这称为“充电”过程。
若被充电电容两端的电源电势差撤销，且电容外接有负载，则电容两端的电荷在其电势差下向外流走，这称为“放电”过程。
电荷在向电容聚集和从电容两个极板向外流走的过程中，电荷的流动就形成了电流。
要特别注意，电容上的电流并不是电荷真的流过电容两个极板间的绝缘介质，而只是充电过程中电荷从外部向电容两个极板聚集形成的流动，以及放电过程中电荷从电容两个极板向外流走而形成的流动。
也就是说，电容的电流其实是外部电流，而非内部电流，这与电阻、电感都不一样。
衡量电容充电多少的单位是电荷数——Q。电容极板间电势差越大，说明电容极板被冲电荷越多，即电荷数与电势差（电压）成正比，即Q=C*V。对指定电容，C是常量。
因此，用C=Q/V表达电容极板贮存电荷的能力，称C为电容量。
电容量的微分表达式为：C=dQ(t)/dv(t)。
因为电流等于单位时间内电荷数的变化量，即i(t)=dQ(t)/dt，综合上面两个公式得到：i(t)=C*dv(t)/dt，即电容电流与其上电压的变化率（对时间的导数）成正比，电压变化越快则电流越大。
小结
v(t)=L*di(t)/dt
表明电流变化形成了电感的感应电压（电流不变则没有感应电压形成）。
i(t)=C*dv(t)/dt表明电压变化形成了电容的外部电流（实际是电荷量变化。电压不变则没有电容的外部电流形成）。
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3
元件对信号相位的改变
首先要提醒，相位的概念是针对正弦信号而言的，直流信号、非周期变化信号等都没有相位的概念。
电阻上的电压电流同相位
因为电阻上电压v(t)=R*i(t)，若i(t)=sin(ωt+θ)，则v(t)=R* sin(ωt+θ)。所以，电阻上电压与电流同相位。
电感上的电流落后电压90°相位
因为电感上感应电压v(t)=L*di(t)/dt，若i(t)=sin(ωt+θ)，则v(t)=L*cos(ωt+θ)。所以，电感上电流落后感应电压90°相位，或者说感应电压超前电流90°相位。
直观理解：设想一个电感与电阻串联充磁。从充磁过程看，充磁电流的变化引起磁链的变化，而磁链的变化又产生感应电动势和感应电流。
根据楞次定律，感应电流方向与充磁电流相反，延缓了充磁电流的变化，使得充磁电流相位落后于感应电压。
电容上的电流超前电压90°相位
因为电容上电流i(t)=C*dv(t)/dt，若v(t)=sin(ωt+θ)，则i(t)=L*cos(ωt+θ)。
所以，电容上电流超前电压90°相位，或者说电压落后电流90°相位。
直观理解：设想一个电容与电阻串联充电。从充电过程看，总是先有流动电荷（即电流）的积累才有电容上的电压变化，即电流总是超前于电压，或者说电压总是落后于电流。
下面的积分方程能体现这种直观性：
v(t)=(1/C)*∫i(t)*dt=(1/C)*∫dQ(t)
即电荷变化的积累形成了电压，故dQ(t)相位超前v(t)；而电荷积累的过程就是电流同步变化的过程，即i(t)与dQ(t)同相。因此i(t)相位超前于v(t)。
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元件相位差的应用
RC文氏桥、LC谐振过程的理解：无论RC文氏桥，还是LC的串联谐振、并联谐振，都是由电容或/和电感容元件的电压、电流相位差引起的，就像机械共振的节拍一样。
当两个频率相同、相位相位的正弦波叠加时，叠加波的幅度达到最大值，这就是共振现象，在电路里称为谐振。
两个频率相同、相位相反的正弦波叠加，叠加波的幅度会降到最低，甚至为零。这就是减小或吸收振动的原理，如降噪设备。
当一个系统中有多个频率信号混合时，如果有两个同频信号产生了共振，那么这个系统中其它振动频率的能量就被这两个同频、同相的信号所吸收，从而起到了对其它频率的过滤作用。这就是电路中谐振过滤的原理。
谐振需要同时满足频率相同和相位相同两个条件。电路如何通过幅度-频率特性选择频率的方法以前在RC文氏桥中讲过，LC串并联的思路与RC相同，这里不再赘述。
下面我们来看看电路谐振中相位补偿的粗略估计（更精确的相位偏移则要计算）
RC文氏桥的谐振
如图1所示，若没有C2，正弦信号Uo的电流由C1→R1→R2，通过R2上压降形成Uf输出电压。由于支路电流被电容C1移相超前Uo 90°，这超前相位的电流流过R2（电阻不产生相移！），使得输出电压Uf电压超前于Uo 90°。
在R2上并联C2，C2从R2取得电压，由于电容对电压的滞后作用，使得R2上电压也被强制滞后。（但不一定有90°，因为还有C1→R1→C2电流对C2上电压即Uf的影响，但在RC特征频率上，并联C2后Uf输出相位与Uo相同。）
小结：并联电容使得电压信号相位滞后，称为电压相位的并联补偿。
LC并联谐振
如图2所示，若没有电容C，正弦信号u通过L感应到次级输出Uf，Uf电压超前于u 90°；在L初级并联电容C，由于电容对电压的滞后作用，使得L上电压也被强制滞后90°。因此，并联C后Uf输出相位与u相同。
LC串联谐振
如图3所示，对于输入正弦信号u，电容C使得串联回路中负载R上的电流相位超前于u 90°，电感L则使得同一串联回路中的电流相位再滞后90°二者相位偏移刚好抵消。
因此，输出Uf与输入u同相。
总结
（注意，相位影响不一定都是90°，与其它部分相关，具体则要计算）串联电容使得串联支路电流相位超前，从而影响输出电压相位。
并联电容使得并联支路电压相位滞后，从而影响输出电压相位。
串联电感使得串联支路电流相位滞后，从而影响输出电压相位。
并联电感使得并联支路支路电压超前，从而影响输出电压相位。
更简洁的记忆：电容使电流相位超前，电感使电压相位超前。（均指元件上的电流或电压）电容——电流超前，电感——电压超前。返回搜狐，查看更多
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